張貞艷，高磊，張錦

（宿遷學(xué)院機(jī)電工程學(xué)院，江蘇 宿遷 223800）

并聯(lián)無隔離光伏并網(wǎng)逆變器漏電流和環(huán)流抑制研究

張貞艷，高磊，張錦

（宿遷學(xué)院機(jī)電工程學(xué)院，江蘇 宿遷 223800）

并聯(lián)無隔離光伏并網(wǎng)逆變器會產(chǎn)生漏電流和環(huán)流問題。在分析三電平逆變器共模等效模型的基礎(chǔ)上，采用改進(jìn)型LCL濾波器，將濾波器電容公共連接點和直流側(cè)電容中點相連，能夠濾除寄生電容電壓的高頻分量，減少共模漏電流。無隔離光伏并網(wǎng)逆變器并聯(lián)能增加系統(tǒng)容量和可擴(kuò)展性，但產(chǎn)生的零序環(huán)流會降低系統(tǒng)效率，而傳統(tǒng)方法很難實現(xiàn)環(huán)流抑制。提出一種新型SVM調(diào)制方法，通過實時改變零矢量作用時間實現(xiàn)精準(zhǔn)控制，能夠?qū)崿F(xiàn)多臺逆變器在電流不相等情況下的環(huán)流抑制。最后通過實驗驗證了所提拓?fù)浜退惴ǖ挠行浴?/p>

逆變器并聯(lián)；漏電流；環(huán)流

光伏發(fā)電已經(jīng)成為世界上未來電力主要來源，隨著光伏發(fā)電系統(tǒng)的快速發(fā)展，對其可靠性的要求越來越高［1-2］。非隔離型三相三電平并網(wǎng)逆變系統(tǒng)因輸出電流畸變率小、成本低等優(yōu)點，已經(jīng)成為一種重要的趨勢。但無隔離拓?fù)涫固柲茈姵匕搴碗娋W(wǎng)有了電氣連接，會產(chǎn)生共模漏電流，增加并網(wǎng)電流諧波，甚至危害人身安全。因此研究非隔離型三電平并網(wǎng)逆變器具有至關(guān)重要的意義。

隨著光伏發(fā)電系統(tǒng)規(guī)模不斷增大，單機(jī)光伏并網(wǎng)逆變器已很難滿足光伏并網(wǎng)發(fā)電的要求，多機(jī)并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器已經(jīng)成為光伏發(fā)電的必然趨勢。但是光伏并網(wǎng)逆變器的并聯(lián)會增加系統(tǒng)損耗［3-4］，還會產(chǎn)生環(huán)流問題。因此研究三相光伏并網(wǎng)逆變器并聯(lián)的環(huán)流抑制對于光伏發(fā)電具有重要的意義。

國內(nèi)外學(xué)者對光伏并網(wǎng)逆變器的并聯(lián)環(huán)流抑制進(jìn)行了大量的研究。文獻(xiàn)［5-6］提出了采用交流變壓器硬件阻斷環(huán)流的方法，該方法雖能消除環(huán)流，但會增加并網(wǎng)逆變器的成本。文獻(xiàn)［7］首次采用HEPWM的方法實現(xiàn)并聯(lián)逆變器的環(huán)流抑制，但該方法開關(guān)頻率較高。文獻(xiàn)［8］采用非線性控制的方法實現(xiàn)環(huán)流抑制，但該方法非常復(fù)雜，難以在工程中廣泛應(yīng)用。文獻(xiàn)［9-10］利用零序PI控制器對空間矢量脈寬調(diào)制中零矢量的分配進(jìn)行調(diào)節(jié)，這種方法雖易實現(xiàn)，但其控制并不精確。文獻(xiàn)［11］采用無差拍控制的方法實現(xiàn)環(huán)流抑制，具有較好的效果，但傳統(tǒng)無差拍控制在很大程度上取決于控制器和主電路中各器件參數(shù)的計算精度，系統(tǒng)魯棒性差。

上述方法都沒綜合考慮光伏發(fā)電系統(tǒng)的漏電流和環(huán)流問題。本文分析了三相逆變器系統(tǒng)的漏電流和環(huán)流模型；提出了解決漏電流的新型拓?fù)?；在新拓?fù)渖咸岢隽谁h(huán)流控制新方法，以實現(xiàn)精確控制；又介紹了控制器與SVPWM調(diào)制相結(jié)合的實現(xiàn)方法；最后通過實驗進(jìn)行了驗證。

1 三相逆變器的漏電流模型

本文所提解決漏電流的拓?fù)淙鐖D1所示。以直流側(cè)電容中點為參考點，根據(jù)基爾霍夫定律，改進(jìn)的三相并網(wǎng)逆變器拓?fù)涞妮敵鲭妷簽?/p>

式中：uKO為K點和O點之間的電壓，K=A，B，C；Cf為交流側(cè)電容。

圖1 非隔離型三相光伏并網(wǎng)逆變器Fig.1 Non-isolated three-phase photovoltaic inverter

根據(jù)基爾霍夫電流定律：

因此光伏并網(wǎng)逆變器共模電壓為

光伏并網(wǎng)逆變器共模電壓能夠簡化為

改進(jìn)型三相并網(wǎng)逆變器輸出電壓等效模型如圖2所示。

圖2 改進(jìn)型逆變器輸出電壓等效模型Fig.2 The equivalent model circuit for output voltage of the improved inverter

圖2中，漏電流寄生電阻Rpv是恒定的，對漏電流沒有影響。寄生電容電壓高頻分量是產(chǎn)生漏電流的主要原因。由圖2可以看出經(jīng)過LCL后寄生電容電壓的高頻分量能夠得到衰減，因此改進(jìn)型LCL濾波器能夠有效抑制光伏發(fā)電系統(tǒng)的漏電流。

2 三相逆變器并聯(lián)的零序環(huán)流模型

文中并聯(lián)光伏逆變器系統(tǒng)為共直流母線交流側(cè)直接并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，環(huán)流形成路徑如圖3所示。理想情況下，若2臺逆變器的參數(shù)和控制都保持一致，則不會產(chǎn)生環(huán)流。實際中，受并網(wǎng)電抗器差異、算法控制時間延遲及死區(qū)等因素的影響，并聯(lián)光伏逆變系統(tǒng)會產(chǎn)生環(huán)流。

選直流電源負(fù)極為參考點，則該拓?fù)湓陟o止坐標(biāo)系下的平均模型可表示為

式中：ua,ub,uc為電網(wǎng)電壓；un為電網(wǎng)中性點電壓；io為電網(wǎng)電流iax,ibx,icx之和（x對應(yīng)取1或2，以下同）；dax,dbx,dcx為并聯(lián)逆變器的橋臂輸出占空比；Lx為濾波電感；C為直流側(cè)C1和C2電容之和；Vdc為母線電壓。

對于單臺三相逆變器，因不存在環(huán)流通路，零序電流為零。對于并聯(lián)的2臺三相逆變器，因環(huán)流通路的存在產(chǎn)生環(huán)流，且環(huán)流大小相等，方向相反，如下式：

圖3 并聯(lián)非隔離型三相光伏并網(wǎng)逆變器Fig.3 Non-isolated parallel three-phase photovoltaic inverter

通過坐標(biāo)變換，三相靜止坐標(biāo)系下的交流量可變換成兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直流量，根據(jù)基爾霍夫定律可得環(huán)流公式為

環(huán)流的占空比之差為

式中：d01,d02為并聯(lián)逆變器1，2零序占空比。

3 基于PI控制的環(huán)流抑制方法

在三相并網(wǎng)逆變器中，SVPWM因具有直流電壓利用率高、輸出電流波形好等優(yōu)點已經(jīng)被廣泛應(yīng)用。本文也采用SVPWM實現(xiàn)環(huán)流抑制。SVPWM的本質(zhì)是通過非零矢量和零矢量組合的辦法產(chǎn)生系統(tǒng)所需的PWM控制信號。零矢量占空比d0和非零矢量之間的關(guān)系如下式：

由于零矢量作用時間不會影響逆變器系統(tǒng)的輸出電流和直流母線電壓，因此可通過控制逆變器零矢量的作用時間來控制零序電流。如圖4所示，在1個PWM開關(guān)周期內(nèi)，實時控制零矢量的作用時間，假設(shè)零矢量V0作用時間為(d0/2-2y）T，零矢量V7的作用時間為（d0/4+y）T，其中y的取值為［0，d0/4］，因此零矢量的作用時間為［0，d0］T。

圖4 矢量分配圖Fig.4 Distribution of the vectors

綜上得零序矢量占空比如下式：

零序電流占空比之差如下式所示：

式中：yi為逆變器i對零矢量的修正值（i對應(yīng)取1或2）。

對于并聯(lián)的逆變器系統(tǒng)，只要控制1臺逆變器的環(huán)流，就可實現(xiàn)并聯(lián)逆變器系統(tǒng)的環(huán)流抑制，因此設(shè)y2=0。結(jié)合式（11），有d0i=1-d1i-d2i,可將式（13）簡化為

結(jié)合式（9），零序環(huán)流在同步坐標(biāo)系下的模型可以化簡為

此時的邏輯控制框圖如圖5所示。

圖5 PI控制策略圖Fig.5 Diagram of PI control strategy

一般情況下2個變換器的給定電流不相等，即d11≠d12，d21≠d22，式（15）經(jīng)過拉氏變換可得：

圖6為實時前饋控制策略圖，實時前饋ΔD/12能夠更加準(zhǔn)確的抑制零序環(huán)流?？赏ㄟ^不斷修正y1來實時計算零矢量的作用時間，從而實現(xiàn)不同情況下的零序電流的快速動態(tài)響應(yīng)和并聯(lián)環(huán)流抑制。

圖6 帶前饋的PI控制策略圖Fig.6 Diagram of PI control strategy with the feed-forward control strategy

4 實驗結(jié)果分析

在上述分析基礎(chǔ)上，用2臺5 kW三相光伏并網(wǎng)逆變器做并聯(lián)實驗。直流電壓600 V，開關(guān)頻率10 kHz，電感3 mH。圖7為直流側(cè)寄生電容電壓為1 μF的共模電壓和共模電流波形圖。圖7a為采用傳統(tǒng)控制的共模電壓和共模電流；圖7b為采用本文所提新方法的共模電壓和共模電流，不難看出采用本文所提方法后共模電流得到了有效的抑制。

圖8為濾波電感3 mH，給定電流相等，且均等于6 A時的環(huán)流實驗波形，其中ia1為逆變器1電流波形，ia2為逆變器2電流波形，iz1為環(huán)流電流波形。通過對比不難看出：不進(jìn)行控制時電流發(fā)生了很大的畸變；加入傳統(tǒng)的PI控制之后，波形質(zhì)量和環(huán)流抑制取得了一定的效果；而加入本文所提PI加前饋控制后，環(huán)流抑制效果得較好，波形質(zhì)量有效提高。

圖7 共模電壓和共模電流波形Fig.7 The common voltage and common current waveforms

圖8 濾波電感3 mH，給定電流6 A時的實驗結(jié)果Fig.8 The experimental of inductance 3 mH and reference current 6 A

圖9為濾波電感3 mH，給定電流不相等，且分別等于6 A，10 A時的環(huán)流實驗波形。通過對比不難看出：不進(jìn)行控制時電流發(fā)生了很大的畸變；加入傳統(tǒng)PI控制后，環(huán)流并未得到有效抑制；而加入本文所提PI加前饋控制后，環(huán)流抑制地較好，波形質(zhì)量明顯提高。

圖9 濾波電感3 mH給定電流6 A和10 A時實驗結(jié)果Fig.9 The experimental results of inductance 3 mH and reference current 6 A and 10 A

5 結(jié)論

并聯(lián)無隔離光伏并網(wǎng)逆變器的漏電流和環(huán)流問題一直是學(xué)術(shù)界研究的重點和難點。本文提出了采用改進(jìn)的LCL濾波器實現(xiàn)漏電流的抑制。針對其環(huán)流問題，提出了一種新型SVPWM策略，采用PI加前饋控制實現(xiàn)了環(huán)流的準(zhǔn)確控制；該方法實現(xiàn)簡單，控制效果良好。最后通過實驗驗證了文中所提拓?fù)浜吐╇娏骷碍h(huán)流抑制方案的正確性和有效性。

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修改稿日期：2016-03-21

Leakage Current and Circulating Current Reduction for Parallel Non-isolated Grid-connected Inverters

ZHANG Zhenyan，GAO Lei，ZHANG Jin
（School of Mechanical and Electrical Engineering，Suqian College，Suqian 223800，Jiangsu，China）

The parallel non-isolated photovoltaic grid connected inverter can generate leakage current and circulating current.Analyzed the equivalent model of three-level inverter and usesd improved LCL filter whose capacitor common connection point connectes DC-side capacitor neutral point to filter out high frequency component of the parasitic capacitance voltage，and to reduce common mode leakage currents.Non-isolated photovoltaic grid connected inverter could increase system capacity and scalability in parallel，but the zero sequence circulating current could reduce the system efficiency，and then the traditional method is difficult to achieve the circulation suppression.A novel SVM modulation method was proposed.This method could realize the precise control by changing the function time of zero vector in real time and could achieve circulating current restrain of more than one inverters in the unequal current situation.Finally，the experimental results show that the proposed topology and algorithm are effective.

parallel inverters；learage current；circulating current

TM464

A

10.19457/j.1001-2095.20161106

宿遷市工業(yè)科技支撐計劃項目（Z201542）；江蘇省自然科學(xué)基金青年基金項目（BK20140586）；江蘇省高校品牌專業(yè)建設(shè)項目（PPZY2015C252）

張貞艷（1983-），女，碩士，講師，Email：zhenyanmm@163.com

2015-09-26