熊憶明，田松亞，張根元，王　磊，李曉波

（河海大學(xué)機(jī)電工程學(xué)院，江蘇常州213022）

半橋逆變等離子切割電源主電路設(shè)計(jì)與仿真

熊憶明，田松亞，張根元，王磊，李曉波

（河海大學(xué)機(jī)電工程學(xué)院，江蘇常州213022）

等離子切割機(jī)輸入電路采用半橋逆變電路，輸出電路采用全橋整流電路，輸出功率11 kW。分析主電路的工作過程，計(jì)算了IGBT和整流二極管等元器件的參數(shù)。輸入電抗器和變壓器一次側(cè)的RC吸收回路作用的Matlab仿真結(jié)果表明：加入輸入電抗器減少了合閘時(shí)換流電容充電電流的峰值；并聯(lián)于變壓器一次側(cè)的RC吸收回路明顯降低了IGBT關(guān)斷時(shí)刻產(chǎn)生的電壓尖峰。

等離子切割電源；主電路；輸入電抗器；RC吸收回路

0　前言

現(xiàn)代工業(yè)中對(duì)金屬進(jìn)行熱切割加工的三種主要形式為火焰切割、激光切割和等離子切割。等離子切割對(duì)厚度較薄金屬具有切割效率高，切口光潔和切割成本低等優(yōu)點(diǎn)[1]，其切割狀態(tài)如圖1所示。

在此研究的等離子切割機(jī)輸入電壓為380 V，50 Hz的三相交流電，輸出電壓和電流分別為135 V和80 A，空載電壓為270 V，室溫40℃時(shí)，根據(jù)不同的切割電流，負(fù)載持續(xù)率為60％～100％，冷卻方式為風(fēng)冷。輸入和輸出電路分別為半橋逆變電路和全橋整流電路。為了減少合閘時(shí)的浪涌電流，輸入電路設(shè)計(jì)時(shí)通常在整流橋與半橋逆變電路間串聯(lián)限流電阻[2]，但該方案易造成限流電阻和繼電器節(jié)點(diǎn)的燒損。本研究采用輸入電抗器與電容串聯(lián)，利用電感阻礙電流突變的特性實(shí)現(xiàn)了電容充電的“軟啟動(dòng)”。

為了減少IGBT硬關(guān)斷時(shí)的電壓尖峰對(duì)開關(guān)元器件的沖擊，通常電路設(shè)計(jì)中將RC吸收回路與IGBT并聯(lián)。若選用較大容量IGBT，則易造成集電極電流過大，若限制其集電極電流過大，則需增大RC吸收回路中電阻值，增大阻值同時(shí)又使IGBT功能受到一定限制[3]。本研究擬在變壓器一次側(cè)并聯(lián)RC吸收回路方案，吸收變壓器漏感儲(chǔ)能，減少逆變中過電壓對(duì)IGBT造成的沖擊。

1　等離子切割電源工作原理

等離子切割機(jī)主電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。工頻380 V三相交流電經(jīng)整流橋（VD1～VD6）整流輸出，電抗器限流后給半橋逆變電路供電。控制電路依次導(dǎo)通關(guān)斷IGBT1和IGBT2，開關(guān)頻率20 kHz，這種交替導(dǎo)通方式將直流逆變成交流。導(dǎo)通IGBT時(shí)則相應(yīng)換流電容將儲(chǔ)存的能量經(jīng)IGBT向變壓器一次側(cè)放電。逆變后的交流電經(jīng)中頻變壓器隔離后，由全橋整流電路整流輸出方波直流電，再由輸出電抗器濾波和續(xù)流，獲得平穩(wěn)電流輸出以滿足切割工藝對(duì)電流輸出外特性的要求。

圖2　主電路結(jié)構(gòu)Fig.2Structure of the main circuit

2　主電路設(shè)計(jì)

2.1輸入電路設(shè)計(jì)與仿真

如圖2所示，工頻380 V三相交流電經(jīng)6支二極管整流后，電能儲(chǔ)存于換流電容中。合閘瞬間換流電容的電壓為零，浪涌電流過大對(duì)整流二極管和電容造成沖擊。本研究擬在整流橋與換流電容之間串聯(lián)一個(gè)輸入電抗器，利用電感阻礙電流突變的效應(yīng)，實(shí)現(xiàn)充電過程的“軟啟動(dòng)”，提升了器件工作可靠性。

（1）整流二極管選型。

工作電流的有效值和二極管的額定電流滿足關(guān)系Ib=1.57IN（Ib為工作電流的有效值，IN為二極管電流的額定值）。整流過程中，每個(gè)二極管依次導(dǎo)通T/3。設(shè)Id為流經(jīng)二管電流的平均值，R為二極管電阻，Q為單周期內(nèi)每支二極管的發(fā)熱量，則有Ib2RT=Id2RT/3，得出0.58Id=1.57IN。變壓器一次側(cè)電流也為Id=80 A，則有IN=0.369ID=29.2 A。

（2）換流電容選型。

等離子切割電源輸出功率為11 kW，Pin（av）=P0/η，P0=11 000 W，η=0.9，fin=50 Hz，Uin=270 V，ΔUin=6％× 270 V。每個(gè)電容理論電值[5]計(jì)算為：C=0.3×Pin（av）/（fin× Uin×ΔUin），得C=1 305 μF，考慮兩電容均分整流橋輸出電壓，實(shí)際電路選用兩支4 400 μF、耐壓400 V的電容。

2.2輸入電抗器參數(shù)估算與仿真

為了確定合適的輸入電抗器參數(shù)，本研究根據(jù)電路實(shí)際結(jié)構(gòu)，利用Matlab/Simulink模塊構(gòu)建了電容充電電路模型，如圖3所示，其中：Three Phase Source為三相交流電源，Diode1～Diode6為整流二極管，Breaker為開關(guān)，L1為輸入電抗器，C1、C2為換流電容。

圖3　電容充電電路仿真模型Fig.3Simulation model of capacitance charging circuit

考慮到換流電容內(nèi)部結(jié)構(gòu)由導(dǎo)體繞制而成，根據(jù)選用電容體積估算出其帶有0.011 mH的等效電感，該等效電感與電容串聯(lián)。仿真中依次設(shè)置電抗器參數(shù)0 mH、1 mH、1.5 mH、2.0 mH、2.5 mH和3.0 mH，根據(jù)仿真結(jié)果確定輸入電抗器的合適參數(shù)。模型的開關(guān)在仿真時(shí)間為0.04 s時(shí)合閘，測(cè)量輸入電抗器與換流電容間的電流波形，據(jù)此得出充電電流的峰值和充電時(shí)間。當(dāng)電感值取1.5 mH時(shí)，仿真所得的充電波形如圖4所示。

圖4　電感值為1.5 mH時(shí)的電容充電波形Fig.4Charging wave of the capacity with the inductance of 1.5 mH

電感值對(duì)充電電流峰值和充電時(shí)間的統(tǒng)計(jì)如表1所示。仿真結(jié)果表明，輸入電抗器能明顯減小充電電流峰值，適當(dāng)取值可以較好地保護(hù)元器件，防止其被燒損，且隨著電抗器電感值增加，電容充電時(shí)間隨之延長。實(shí)際電路中電抗器的電感值選擇2.5 mH，此時(shí)電路的工作參數(shù)滿足整流橋的使用條件。

表1　不同電感值下充電峰值電流與充電時(shí)間的統(tǒng)計(jì)Tab.1Results of peak charging current and charging time with different inductance values

2.3中頻變壓器設(shè)計(jì)

2.3.1中頻變壓器參數(shù)計(jì)算

中頻變壓器為逆變電源核心部件，根據(jù)電源實(shí)際輸出功率、工作電壓和工作電流等參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，數(shù)據(jù)設(shè)計(jì)時(shí)采用面積乘積法[6]，即AP法，通過變壓器的視在功率確定磁芯的有效截面積與窗口面積的乘積，再根據(jù)乘積確定合適尺寸的磁芯。另又根據(jù)變壓器一次側(cè)和二次側(cè)功率相等的原理，聯(lián)立電動(dòng)勢(shì)與磁通量、電流與繞組匝數(shù)的數(shù)學(xué)關(guān)系方程，根據(jù)電源實(shí)際功率，確定磁芯材料、尺寸以及繞組匝數(shù)和線徑大小[7]。本研究采用后一種設(shè)計(jì)方式。

（1）磁芯尺寸計(jì)算。

等離子切割電源的輸出功率

式中d為輸出端方波交流電的最大占空比，取0.8；η為中頻變壓器的效率，取0.9；Up為變壓器一次電壓；Ip為變壓器一次電流。

逆變過程中的Up與變壓器一次側(cè)產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)相平衡，則有

式中Np為變壓器一次側(cè)繞組匝數(shù)；SC為磁芯有效截面積。

在半個(gè)導(dǎo)通周期內(nèi)，ΔB=2Bm=0.3 T。當(dāng)t=Tonmax時(shí)

對(duì)于變壓器一、二次側(cè)繞組

式中Ku為磁芯窗口利用系數(shù)，取0.75；W為磁芯窗口面積（單位：m2）；Su為繞組導(dǎo)線截面積（單位：m2），Su=I/j（j為單位面積內(nèi)流過的電流，取4 A/mm2）。

若IGBT關(guān)斷時(shí)，變壓器一次電流為零，此時(shí)輸出電路中的輸出電抗器、負(fù)載和續(xù)流二極管組成回路，由輸出電抗器感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)產(chǎn)生的電流不流經(jīng)變壓器二次側(cè)，又因中頻變壓器匝數(shù)比為1，所以二次電流等于一次電流，ΣNSu=2NpIp，輸入電路的占空比為D；N為變壓器一次側(cè)、二次側(cè)匝數(shù)之和，電流有效值為Ip'，則有

聯(lián)立式（1）、式（3）和式（5）得

Tonmax=0.25 μs，D=0.8，η=0.9。則SCW理論值為1.50×10-4m4。實(shí)際選擇4副EE80型磁芯，有效截面積與窗口面積的乘積為1.79×10-4m4，磁芯的實(shí)際參數(shù)大于理論計(jì)算值，符合設(shè)計(jì)要求。

2.3.2變壓器一次側(cè)、二次側(cè)繞組匝數(shù)確定

根據(jù)式（2）推導(dǎo)Sc=16×10－4m2，計(jì)算出一次側(cè)匝數(shù)Np=5匝，起隔離作用的中頻變壓器的二次側(cè)輸出電壓與一次側(cè)相同，故二次側(cè)匝數(shù)NS=5匝。實(shí)際制作中考慮電網(wǎng)電壓的波動(dòng)系數(shù)，提升窗口面積利用系數(shù)，一次側(cè)與二次側(cè)導(dǎo)線匝數(shù)均為6匝。

2.5IGBT選型

IGBT為等離子切割電源逆變電路中的關(guān)鍵開關(guān)元器件。IGBT選型[8]很大程度上決定電源工作的可靠性，考慮足夠的安全余量，參考器件的相關(guān)資料，并且結(jié)合等離子切割電源工作參數(shù)計(jì)算IGBT工作電壓和電流。

（1）額定電壓Ucep。

工頻380 V三相交流電經(jīng)整流后直流輸出，其輸出電壓的最大值為

式中U為三相交流電的有效值，為380 V；波動(dòng)系數(shù)為1.1；安全系數(shù)α取1.1；Ud為IGBT工作時(shí)需要承受的穩(wěn)態(tài)最大電壓。

關(guān)斷時(shí)的IGBT峰值電壓計(jì)算值為

式中Uceps為計(jì)算額定值，實(shí)際取值按電壓等級(jí)向上靠，選擇額定電壓為1 200 V的IGBT。

（2）額定電流Ic。

等離子切割機(jī)引弧過程中，由非轉(zhuǎn)移弧過渡到轉(zhuǎn)移弧的階段為切割機(jī)的不可控區(qū)間，在此區(qū)間內(nèi)切割電流不受切割機(jī)控制，電流較大，區(qū)間時(shí)長為5個(gè)逆變周期t=2.5×10-4s。此時(shí)，變壓器二次側(cè)電壓U2、電弧等效負(fù)載R、輸出電抗器L組成如圖5所示的回路。

圖5　輸出電路等效回路Fig.5Equivalent loop of the output circuit

引弧階段為RL電路零狀態(tài)響應(yīng)過程。開始引弧時(shí)，電路的微分方程為

方程的暫態(tài)分量為

穩(wěn)態(tài)分量為

因?yàn)閠=0時(shí)，i=0，所以方程的通解為

其中，U=270 V，R=0.01 Ω，L2=0.33 mH，τ=L/R，當(dāng)t=2.5×10-4s時(shí)，i=205.2 A。

由于中頻變壓器變比為1，因此在不可控區(qū)間內(nèi)，流經(jīng)IGBT的最大電流也為206 A，因此所選IGBT的額定電流Ic=200 A。

3　輸出電路設(shè)計(jì)

逆變器逆變后的變壓器二次側(cè)電壓為20 kHz的交流電。而等離子切割機(jī)輸出電流為恒電流外特性，為了進(jìn)一步獲得連續(xù)的電流輸出，需在整流后利用直流輸出電抗器對(duì)電流進(jìn)行續(xù)流。

3.1全橋整流電路設(shè)計(jì)

全橋整流電路快恢復(fù)二極管上承受的最大反壓為

式中U2m為每支輸出二極管承受的最大反壓（單位：V）；U1m為電網(wǎng)電壓最大值；1.1為波動(dòng)系數(shù)；n為中頻變壓器變比。

等離子切割機(jī)的輸出電流為80 A，則每支二極管的平均電流為40 A，由于工作電流為平均電流的兩倍，所以每支二極管的工作電流Ib2=80 A。

二極管的額定電流Ic=α×Ib2。Ib2=80A，系數(shù)α取 2[9]。

所選用的整流二極管的額定電壓為400 V，額定電流為150 A。實(shí)際選用2支型號(hào)DCA150DA65的快恢復(fù)二極管。根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)，每支二極管可在0.01 s內(nèi)承受最大2 500 A的浪涌電流（IFSM），因此，所選用二極管可以承受不可控區(qū)間內(nèi)的最大電流，選用符合要求。

3.2輸出電抗器設(shè)計(jì)

輸出電抗器的作用是濾除整流后脈動(dòng)直流電中的交流成分，從而獲得平滑的直流輸出。輸出電路的電感值為

圖6　輸出電路Fig.6Output circuit

式中Uonmax為輸出電壓最大值，取270 V；f為逆變頻率，為20 kHz；ΔI為最大電感電流紋波峰值，取輸出電流的12％，為9.6 A。計(jì)算得L2=0.33 mH。

4　RC回路計(jì)算與逆變電路仿真

變壓器漏感和繞組中的電流是使IGBT產(chǎn)生關(guān)斷尖峰的根本原因[9]。等離子切割機(jī)工作中的IGBT導(dǎo)通關(guān)斷頻率為20 kHz，di/dt較大，此時(shí)存在變壓器漏感，阻止電流發(fā)生突變，漏感將產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)，此電動(dòng)勢(shì)與變壓器一次側(cè)電動(dòng)勢(shì)方向相反，兩者同時(shí)施加于IGBT，IGBT承受的電壓峰值可表示為

式中Ucep為電壓尖峰峰值；Uce為變壓器一次側(cè)電壓；Lr為變壓器漏感。

為了減少IGBT通斷瞬間承受的電壓，在變壓器一次側(cè)并聯(lián)一組RC吸收回路，利用RC吸收回路里的電容C吸收漏感能量，再通過電阻R將能量耗散，防止了漏感儲(chǔ)能以瞬間電壓的形式施加于IGBT，減少了對(duì)開關(guān)元器件的沖擊。

（1）電容C確定。

變壓器漏感Lr取變壓器一次側(cè)電感的1％，則Lr=1.0×10-9H，若I=80 A，漏感儲(chǔ)能總量為Ef=（1/2）× Lr×I2，電容吸收能量為E=0.5×C×ΔU2。

而ΔU=Ucemax-Ud，Ucemax取1 200 V，Ud=270 V可得C=7.4 nF。

（2）R值確定。

RC吸收電路中時(shí)間常數(shù)τ=RC，若τ小于1/4個(gè)IGBT導(dǎo)通周期，每次電容對(duì)漏感能量的儲(chǔ)存和釋放不影響到下一次電容對(duì)儲(chǔ)能的吸收，所以R≤τ0/4C，τ0為IGBT導(dǎo)通時(shí)間，取20 μs。由于吸收電路中存在大電流振蕩，IGBT集電極電流會(huì)相應(yīng)增加[3]，所以則R取值為22～ 200 Ω。仿真時(shí)電容值設(shè)置為8 nF，電阻值設(shè)為25 Ω。

根據(jù)電路元器件參數(shù)計(jì)算值建立仿真模型來驗(yàn)證電路設(shè)計(jì)方案的合理性，電路模型如圖7所示。

圖7　輸入電路仿真模型Fig.7Simulation model of the input circuit

在圖7中，Three-Phase Source為三相交流電源，電壓有效值設(shè)置為380 V，頻率50 Hz。L1為輸入電抗器，電感值設(shè)為2.5 mH，C1、C2為換流電容，電容值均設(shè)為4 400 μF。T1為中頻變壓器，wind1與wind2的有效電壓值均為270 V，電感設(shè)為0.85 mH。Pulse Generator為脈沖產(chǎn)生器，用來產(chǎn)生方波脈沖，控制IGBT的導(dǎo)通和關(guān)斷，脈沖周期設(shè)為50×10-6s，脈沖幅值為15 V，占空比為40％，其中，IGBT2的導(dǎo)通脈沖比IGBT1的導(dǎo)通脈沖滯后半個(gè)周期。Powergui選擇Continuous模式。

仿真中測(cè)量IGBT導(dǎo)通關(guān)斷時(shí)刻的電壓波形，如圖8所示。

當(dāng)中頻變壓器一次側(cè)未并聯(lián)RC吸收回路時(shí)，IGBT的通斷電壓的仿真結(jié)果如圖8所示。由圖8可知，IGBT通斷電壓的峰值分布于1 000～1 400 V，峰值電壓較高。

當(dāng)RC吸收回路并聯(lián)于變壓器一次側(cè)時(shí)，IGBT的通斷電壓仿真結(jié)果如圖9所示。峰值電壓為580V，與圖8相比，電壓峰值明顯減小，且電壓波形更為穩(wěn)定。

5　結(jié)論

（1）在輸入電路中加入電抗器能減小合閘時(shí)整流橋輸出電流的峰值，實(shí)現(xiàn)換流電容充電過程的“軟啟動(dòng)”。隨著輸入電抗器電感值的增加，電容的充電時(shí)間也隨之延長。

（2）對(duì)于等離子切割電源，IGBT等元器件的選型需考慮切割電源不可控區(qū)間內(nèi)較大的短路電流，從而保證電源能穩(wěn)定可靠的工作。

圖8　變壓器一次側(cè)未并聯(lián)RC回路時(shí)的IGBT的關(guān)斷電壓Fig.8Off-state voltage value of IGBT without RC paralleled in the primary side of the transformer

圖9　變壓器一次側(cè)并聯(lián)有RC時(shí)的IGBT的關(guān)斷電壓Fig.9Off-state voltage value of IGBT with RC paralleled in the primary side of the transformer

（3）在變壓器一次側(cè)并聯(lián)RC吸收回路能有效吸收變壓器漏感的儲(chǔ)能，緩解過沖電壓對(duì)IGBT的影響，提高了電路工作的可靠性。

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Design and simulation of the half-bridge inversion main circuit of a plasma arc cutting power source

XIONG Yiming，TIAN Songya，ZHANG Genyuan，WANG Lei，LI Xiaobo
（College of Mechanical and Electrical Engineering，Hohai University，Changzhou 213022，China）

For a plasma arc cutting machine with output power of 11 kW，the half-bridge inversion circuit is used as the input part，while the output part applies the full-bridge rectification circuit.This paper analyzes the working process of the main circuit，calculates parameters of and then selects all the circuit components，such as the IGBT and rectifier diodes.The simulation results using Matlab indicate that when closing，the input reactor can reduce the peak of charging current for the converter capacities；the RC loop which is paralleled with the primary side of the transformer can reduce the peak of the IGBT turn-off time voltage obviously.

plasma arc cutting power source；main circuit；input reactor；RC absorbing loop

TG439.5

A

1001－2303（2016）05－0025-06

10.7512/j.issn.1001-2303.2016.05.06

2015-09-26；

2015-12-10

熊憶明（1990—），男，江西九江人，在讀碩士，主要從事切割設(shè)備與焊接工藝方面的研究工作。