秦 明，李芳芳

（鄭州大學(xué) 電氣工程學(xué)院，河南 鄭州 450001）

兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器*

秦 明，李芳芳

（鄭州大學(xué) 電氣工程學(xué)院，河南 鄭州 450001）

為減小電感慣性模態(tài)期間電感電流下降對(duì)下一周期脈沖的影響，根據(jù)偽連續(xù)導(dǎo)電模式 （Pseudo Continuous Conduction Mode，PCCM）Buck-Boost變換器的工作特點(diǎn)，提出一種新的脈沖序列（Pulse Train，PT）控制策略?？刂撇呗灾邪瑑蓚€(gè)控制變量，使控制器根據(jù)不同能量的電壓控制脈沖產(chǎn)生不同的電流控制脈沖。詳細(xì)分析了新型PT控制策略下PCCM Buck-Boost變換器的工作過(guò)程，給出了高低能量電壓控制脈沖比。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了新型控制策略的可行性及理論分析的正確性。

脈沖序列控制；偽連續(xù)導(dǎo)電模式；Buck-Boost變換器；控制策略

0 引言

開(kāi)關(guān)電源的控制技術(shù)是影響開(kāi)關(guān)電源性能的主要因素，隨著開(kāi)關(guān)電源的廣泛應(yīng)用，對(duì)其性能的要求在不斷提高[1]。以線性控制理論為基礎(chǔ)的脈沖寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）技術(shù)存在瞬態(tài)特性差、魯棒性差和補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)困難等問(wèn)題，人們一直試圖采用更好的控制技術(shù)來(lái)改進(jìn)開(kāi)關(guān)電源的性能，以滿足電子設(shè)備對(duì)開(kāi)關(guān)電源的要求[2-4]。

脈沖序列（Pulse Train，PT）控制技術(shù)是近年來(lái)提出的一種新型開(kāi)關(guān)電源非線性控制技術(shù)，因具有控制電路簡(jiǎn)單，瞬態(tài)特性、魯棒性好等優(yōu)點(diǎn)，獲得廣泛研究[5-6]。PT控制技術(shù)預(yù)設(shè)兩個(gè)頻率相同而占空比不同的高、低功率電壓控制脈沖，通過(guò)檢測(cè)和判斷開(kāi)關(guān)周期起始時(shí)刻輸出電壓與參考電壓的關(guān)系來(lái)選擇合適的脈沖作為有效控制脈沖。若干個(gè)高、低功率電壓控制脈沖組成的脈沖序列形成一個(gè)脈沖序列循環(huán)周期，控制器通過(guò)調(diào)整脈沖序列循環(huán)周期中脈沖序列的組合方式實(shí)現(xiàn)對(duì)變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。

開(kāi)關(guān)變換器可工作于電感電流斷續(xù)導(dǎo)電模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和電感電流連續(xù)導(dǎo)電模式(Continuous Conduction Mode，CCM)。由于PT控制CCM變換器的穩(wěn)定性問(wèn)題，目前對(duì)PT控制技術(shù)的研究大都是工作于DCM的變換器，其帶載能力較差。電感電流偽連續(xù)導(dǎo)電模式(Pseudo Continuous Conduction Mode，PCCM)是一種有別于DCM和CCM的特殊工作模式，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期結(jié)束前，電感電流存在一段幅值不為零且保持不變的時(shí)間，而不是 DCM模式時(shí)的零電感電流[7]。

本文考慮電感和續(xù)流開(kāi)關(guān)管的寄生參數(shù)對(duì)變換器電路的影響，提出了一種新的脈沖序列控制策略，使Buck-Boost變換器工作于 PCCM模式，分析了控制的過(guò)程及高低功率電壓控制脈沖，最后通過(guò)仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方法的可行性及理論分析的正確性。

1 PT控制CCM Buck-Boost變換器

圖1為PT控制PCCM Buck-Boost變換器的電路結(jié)構(gòu)圖，并聯(lián)在電感兩端的二極管 D2和開(kāi)關(guān)管S2，能為電感電流提供一個(gè)續(xù)流通路，通過(guò)控制兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的通斷，變換器可工作于PCCM模式。一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi) PCCM Buck-Boost變換器存在三種工作模態(tài)：開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷時(shí)變換器處于電感充電狀態(tài)，電感電流 iL線性增加，二極管D1承受反向電壓關(guān)斷，電容C向負(fù)載R放電；S1、S2均關(guān)斷時(shí)變換器處于電感放電狀態(tài)，iL不斷減小，D1承受正向電壓導(dǎo)通，電感L向C及R放電；S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通時(shí)變換器處于電感慣性模態(tài)，iL經(jīng) D2和 S2續(xù)流，D1再次承受反向電壓關(guān)斷，C向R放電，若忽略L、D2和S2的寄生電阻，iL保持不變，而不是DCM下的零電感電流值。

圖1 PT控制PCCM Buck-Boost變換器電路結(jié)構(gòu)圖

實(shí)際工作時(shí)，由于電感、開(kāi)關(guān)管有損耗，電感慣性模態(tài)期間電感電流會(huì)線性減小?？紤]電路中的損耗，提出了一種新的PT控制 PCCM Buck-Boost變換器控制策略，具有兩個(gè)控制變量。控制器由脈沖序列控制器和偽連續(xù)控制器組成，工作過(guò)程為：在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的起始時(shí)刻，采樣電路采樣輸出電壓Vo，當(dāng)Vo低于基準(zhǔn)電壓 Vref時(shí)，脈沖序列控制器產(chǎn)生高能量電壓控制脈沖 PH1，控制開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通，使電感電流 iL上升；當(dāng) PH1脈沖結(jié)束后，S1關(guān)斷，iL下降；當(dāng) iL下降到設(shè)定的參考電流 Iref時(shí)，偽連續(xù)控制器產(chǎn)生電流控制脈沖PH2，控制開(kāi)關(guān)管S2導(dǎo)通，iL續(xù)流，直至下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始。當(dāng)Vo高于Vref時(shí)，脈沖序列控制器控制產(chǎn)生低能量電壓控制脈沖PL1，控制 S1導(dǎo)通，iL上升；當(dāng) PL1脈沖結(jié)束后，S1關(guān)斷，iL下降；iL下降至設(shè)定的參考時(shí)間 tref后，偽連續(xù)控制器產(chǎn)生電流控制脈沖 PL2，控制 S2導(dǎo)通，iL續(xù)流，直至下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始。圖2為脈沖序列控制PCCM Buck-Boost變換器的主要工作波形。

若僅設(shè)置一個(gè)參考電流 Iref作控制變量，脈沖序列控制器在產(chǎn)生高低能量電壓控制脈沖時(shí)，偽連續(xù)控制器均在iL下降到 Iref時(shí)產(chǎn)生相應(yīng)的電流控制脈沖，控制 S2導(dǎo)通。但在實(shí)際工作時(shí)，由于低能量電壓控制脈沖周期工作時(shí)，電感慣性模態(tài)維持時(shí)間較長(zhǎng)，電感電流下降大，會(huì)嚴(yán)重影響下一個(gè)周期的電感電流，而高能量電壓控制脈沖工作的開(kāi)關(guān)周期電感電流續(xù)流時(shí)間短，電感電流下降可忽略。這兩種情況的電感電流波形如圖3。

圖2 兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器工作波形

圖3 一個(gè)控制變量時(shí)變換器電流波形

提出的新型控制策略在設(shè)置一個(gè)參考電流的基礎(chǔ)上，增設(shè)一個(gè)對(duì)時(shí)間的控制量，在產(chǎn)生低能量電壓控制脈沖時(shí)，使電感電流下降至設(shè)定時(shí)間，開(kāi)關(guān)管S2導(dǎo)通，從而使偽連續(xù)控制器根據(jù)脈沖序列控制器產(chǎn)生的電壓控制脈沖產(chǎn)生相應(yīng)的電流控制脈沖，不會(huì)影響下一個(gè)周期；而在產(chǎn)生高能量電壓控制脈沖時(shí)，仍使S2在電感電流下降至參考電流時(shí)導(dǎo)通。圖4為兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器的控制流程圖。

圖4 兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器控制流程圖

2 高、低能量電壓控制脈沖比例分析

式中Iref為參考電流，DH為 PH1的占空比，T為開(kāi)關(guān)周期，Vi為輸入電壓，L為電感。

Buck-Boost變換器的輸入端電流即為流經(jīng)開(kāi)關(guān)管S1的電流，故在高能量電壓控制脈沖PH1作用的開(kāi)關(guān)周期，變換器從輸入端獲得的能量為：

類(lèi)似地，求得在低能量電壓控制脈沖PL1作用的開(kāi)關(guān)周期，變換器從輸入端獲得的能量為：

式中DL為 PL1的為占空比。

假設(shè)Buck-Boost變換器工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，脈沖序列由μH個(gè)高能量電壓控制脈沖與μL個(gè)低能量電壓控制脈沖組成，則一個(gè)脈沖序列循環(huán)周期內(nèi)，變換器從輸入端獲得的總能量為：

設(shè)變換器的輸出功率為P，能量轉(zhuǎn)化效率為η，則存在以下關(guān)系：

由以上各式可得PCCM模式下脈沖序列循環(huán)周期中PH1脈沖和 PL1脈沖的數(shù)量比例關(guān)系：

對(duì)于PT控制PCCM Buck-Boost變換器，在產(chǎn)生高能量電壓控制脈沖PH1的開(kāi)關(guān)周期，開(kāi)關(guān)管 S1導(dǎo)通時(shí)間為DHT，流經(jīng)S1的電流波形如圖2所示，該開(kāi)關(guān)周期內(nèi)流經(jīng)S1的電流平均值為：

根據(jù)PCCM模式的分析方法，同樣可得到DCM模式時(shí)脈沖序列循環(huán)周期中高低能量電壓控制脈沖的數(shù)量比例關(guān)系：

由式(6)和式(7)可分別得出 PT控制 PCCM模式和DCM模式下的μH/μL與負(fù)載功率P的關(guān)系曲線，如圖5所示。變換器電路參數(shù)為：Vi=10 V，Vo=9 V，P=1.8 W，T= 50 μs，L=100 μH，C=470 μF；脈沖序列控制參數(shù)為：DH= 0.12，DL=0.4，Iref=0.5 A。

圖5 μH/μL與負(fù)載功率P的關(guān)系曲線

由圖5可知，μH/μL隨著負(fù)載功率的增大而增加，當(dāng)輸出功率增大到一定值時(shí)，μH/μL迅速增加，變換器不能正常工作，從圖中可以看出PCCM模式能正常工作的輸出功率范圍要大于 DCM模式，即PCCM變換器帶載能力較強(qiáng)。

3 仿真研究

為證明上述理論分析的正確性，對(duì)兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器進(jìn)行仿真研究，仿真仍采用上節(jié)中的電路參數(shù)和控制參數(shù)。

圖6給出了兩控制變量PT控制 PCCM Buck-Boost變換器在不同負(fù)載功率下電壓控制脈沖的仿真波形。輸入電壓為額定值，P為 1.8 W 時(shí)，脈沖序列為 PH1-PL1-PL1-PH1-PL1，μH/μL=2/3；P減小為 1.2 W 時(shí)，脈沖序列為PH1-PL1-PL1-PL1，μH/μL=1/3；P增加為 3.4 W 時(shí)，脈沖序列為 PH1-PH1-PH1-PL1，μH/μL=3。

圖6 不同負(fù)載功率下電壓控制脈沖的仿真波形

可見(jiàn)輕載時(shí)脈沖序列控制器產(chǎn)生相對(duì)較多的低能量電壓控制脈沖，重載時(shí)脈沖序列控制器產(chǎn)生相對(duì)較多的高能量電壓控制脈沖。另外，輸出功率為3.4 W時(shí)PT控制DCM Buck-Boost變換器已不能正常工作，PCCM模式相比于DCM模式提高了帶載能力。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證新型控制策略的可行性以及理論分析與仿真研究的正確性，本文搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)兩控制變量 PT控制PCCM Buck-Boost變換器進(jìn)行試驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)相同。實(shí)驗(yàn)裝置中的開(kāi)關(guān)管均采用IRF3205，二極管采用SR560，A/D轉(zhuǎn)換器采用LM393，光耦采用6N137，控制器采用數(shù)字控制器FPGA，型號(hào)為EP4CE15F17C8，驅(qū)動(dòng)芯片采用A3120。

圖7 P為1.8 W時(shí)實(shí)驗(yàn)波形

圖7為兩控制變量PT控制PCCM Buck-Boost變換器在P為1.8 W時(shí)的電壓控制脈沖和電感電流實(shí)驗(yàn)波形，控制器在一個(gè)脈沖序列循環(huán)周期發(fā)出的電壓控制脈沖序列為：PH1-PL1-PL1-PH1-PL1。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析及仿真結(jié)果一致，驗(yàn)證了新型控制策略的可行性及理論分析、仿真研究的正確性。

5 結(jié)論

本文在傳統(tǒng)的包含一個(gè)控制變量的PT控制PCCM變換器的基礎(chǔ)上，提出一種具有兩個(gè)控制變量的PT控制策略，控制器根據(jù)脈沖序列產(chǎn)生高低能量電壓控制脈沖而產(chǎn)生相應(yīng)的電流控制脈沖。詳細(xì)分析了這種控制策略下變換器的工作過(guò)程，改善了變換器的性能。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)研究，分析了脈沖序列控制PCCM Buck-Boost變換器的工作狀況及脈沖組合，驗(yàn)證了新型控制策略的可行性和理論分析的正確性，同時(shí)也證明，與PT控制DCM Buck-Boost變換器相比，PT控制PCCM Buck-Boost變換器帶載能力有了明顯提高。

[1]張占松，蔡宣三．開(kāi)關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)[M]．北京：電子工業(yè)出版社，2005．

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[3]王鳳巖，許建平，許峻峰．V2控制Buck變換器分析[J]．中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2005，25(12)：67-72．

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PT controlled PCCM Buck-Boost converter with two control variables

Qin Ming，Li Fangfang
(School of Electrical Engineering，Zhengzhou University，Zhengzhou 450001，China)

In order to reduce the influence of the pulse of next cycle during the freewheel switch,this paper puts forward a novel control strategy of pulse train(PT),which is based on the working character of the pseudo continuous conduction mode(PCCM) Buck-Boost converter.The strategy contains two control variables,which makes the controller produce different current-controlled pulses depending on different-energy voltage-controller pulses.This paper depicts the working process of the PCCM Buck-Boost converter under this new control strategy in detail and presents the ratio of high-energy and low-energy voltage-controlled pulses. Simulation and experimental results verify the feasibility of the new control scheme and the correctness of the theoretical analysis.

pulse train(PT)control；pseudo continuous conduction mode(PCCM)；Buck-Boost converter；control strategy

TN86

A

10.16157/j.issn.0258-7998.2016.11.036

秦明，李芳芳.兩控制變量PT控制 PCCM Buck-Boost變換器[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2016，42(11)：134-136，140.

英文引用格式：Qin Ming，Li Fangfang.PT controlled PCCM Buck-Boost converter with two control variables[J].Application of Electronic Technique，2016，42(11)：134-136，140.

2016-04-10）

秦明（1982-），男，博士，碩士生導(dǎo)師，主要研究方向：開(kāi)關(guān)變換器的控制策略和電路拓?fù)洹?/p>

國(guó)家自然科學(xué)基金(51207142)；中國(guó)博士后科學(xué)基金(2012M521408)

李芳芳（1990-），通信作者，女，碩士研究生，主要研究方向：電能質(zhì)量與變換技術(shù)，E-mail：13603714813@163.com。