張　艷，韓　敏

（河南職業(yè)技術(shù)學(xué)院信息工程系，鄭州450046）

應(yīng)用于低功耗模擬前端的可變增益放大器*

張艷*，韓敏

（河南職業(yè)技術(shù)學(xué)院信息工程系，鄭州450046）

為實(shí)現(xiàn)模擬前端電路的低功耗增益控制，提出了一種基于控制信號頻寬比的可變增益放大器VGA（Variable Gain Amplifier），該電路以超再生為基礎(chǔ)，能夠?qū)υ鲆鎸?shí)施精細(xì)控制。與傳統(tǒng)的大多數(shù)可變增益放大器不同的是，提出的VGA電路在數(shù)字控制和放大器之間的接口并沒有使用任何的直流/交流轉(zhuǎn)換器。最終實(shí)現(xiàn)的VGA集成電路使用了0.18 μm CMOS技術(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，旨在實(shí)現(xiàn)低功率消耗。仿真和測試結(jié)果均表明，本文提出的放大器在900 mV的線性范圍內(nèi)最大增益為45 dB，總諧波失真為0.5%，功耗為6.4，相比傳統(tǒng)的可變增益放大器，表現(xiàn)出更大的增益范圍和較低的功耗。

超再生放大器；可變增益放大器；模擬設(shè)計(jì)；低功耗

最近，人體智能可穿戴設(shè)備已經(jīng)成為一項(xiàng)重要的研究課題［1-2］。在一個(gè)典型的人體智能可穿戴設(shè)備場景中，無線傳感器節(jié)點(diǎn)安裝在人體內(nèi)或者體表上，因此需要使用小型電池或免電池的電路。這些超低功率系統(tǒng)通常由一個(gè)或多個(gè)傳感器，信號調(diào)節(jié)的模擬前端，處理器單元以及一個(gè)收發(fā)器構(gòu)成［3］。

如圖1所示，生物電信號模擬前端一般包括一個(gè)通常由數(shù)字電路控制的可變增益放大器（VGA）［4］。在增益分辨率和區(qū)域性之間有一個(gè)權(quán)衡［5］，它可以影響系統(tǒng)的成本。在此前的一項(xiàng)研究中［6］將基帶超再生放大器的功能作為應(yīng)用于生物醫(yī)學(xué)信號采集的自動增益控制（AGC）循環(huán)的組成部分進(jìn)行論證［7］。文獻(xiàn)［8-9］中的添加了兩個(gè)主要特性：在微分配置中對輸入信號進(jìn)行采樣，以提高共模信號的抑制性，并且通過分離采樣和放大階段使增益獨(dú)立于輸入源阻抗。

在本文中，我們提出一種可以由數(shù)字信號的頻寬比控制的可變增益放大器。由于其簡單的增益設(shè)置，這種數(shù)字增益控制使得這種電路適合替代常見的可變增益放大器和可編程增益放大器，因?yàn)樗酥绷?交流轉(zhuǎn)換器的必要性，同時(shí)保留了較高的增益分辨率［6］。這種電路以超再生概念為基礎(chǔ)［7］。超再生（SR）放大器的設(shè)計(jì)旨在開發(fā)一種電路可以提供高增益，低組件數(shù)量和較低的工作功耗［8］。在參考文獻(xiàn)［9］中，作者考慮將超再生的技術(shù)應(yīng)用于傳輸基帶信號的放大器中，論證了使用離散組件的概念。

圖1　生物電信號采集的模擬前端的框圖

1　超再生放大的原理

在圖2（a）中體現(xiàn)了基于基帶超再生放大器的可變增益放大器的概念。利用其周期性重置的不穩(wěn)定狀態(tài)來放大電路。在參考文獻(xiàn)［10］中很好地描述了它的工作原理。

圖2　

在時(shí)域中，電路響應(yīng)如下：首先，在關(guān)閉開關(guān)之后對電容器進(jìn)行放電。然后關(guān)掉開關(guān)將輸入連接到放大器。由于電路不穩(wěn)定，輸出將變?yōu)槌杀对黾拥碾妷?，這可以表示為：

其中，Vin（t）表示輸入電壓源，RG表示輸入源阻抗，TS表示采樣周期，TOP表示在每個(gè)采樣周期開關(guān)保持打開的時(shí)間，t0表示系統(tǒng)的時(shí)間常數(shù)，由以下公式得出：

rem（x，y）被定義為x和y之間分裂之后的剩余部分，w（t）表示窗戶型函數(shù)，被定義為：

在圖2（a）中的電路為Rl?RG設(shè)計(jì)，因此在式（2）中的時(shí)間常數(shù)大約為t0=-RlCA，這是負(fù)數(shù)，這也解釋了在式（1）中指數(shù)增長的原因。放大器一個(gè)典型的輸出波形如圖2（b）所示。每次打開開關(guān)就發(fā)生放大，直到關(guān)閉開關(guān)停止為止；因此，可以觀察到周期指數(shù)脈沖為VO（t）。放大的程度依賴于開關(guān)保持打開的時(shí)間，可以觀察到，由于指數(shù)依賴于該階段，信號可以實(shí)現(xiàn)大的數(shù)值。通過添加一條在每個(gè)脈沖末端工作的取樣保持電路（VSH（t），并通過一個(gè)平滑的濾波器傳送采樣信號，就可以獲得輸入信號最后的放大版本。

2　超再生基帶放大器

超再生基帶放大器的設(shè)計(jì)特別依賴于實(shí)現(xiàn)了負(fù)電阻的電路。在本文研究中采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3（a）所示，其中負(fù)電阻從一個(gè)配置成正反饋模式的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器OTA（Operational Trans-Conductance Amplifier）獲得。這一實(shí)施適用于低功率消耗，不需要使用電阻。

根據(jù)文獻(xiàn)［9，10］的設(shè)計(jì)了包含數(shù)個(gè)開關(guān)的電路結(jié)構(gòu)，如圖3（a）所示，改善了兩個(gè)主要問題：首先，在微分配置中對輸入信號進(jìn)行采樣，它在理想情況下可以消除輸入共模信號。第2個(gè)改善的問題是采樣和放大階段分開實(shí)行，使增益不依賴于輸入源阻抗。

放大器的時(shí)間響應(yīng)表達(dá)如下公式：

還有的是“微滿足”。有人說，他們單位的微信群，已經(jīng)變成了“拍馬群”“獻(xiàn)媚群”“討好群”。只要單位領(lǐng)導(dǎo)一露面，群里立即就會響起一片叫好聲。這個(gè)說“領(lǐng)導(dǎo)高明”，那個(gè)說“領(lǐng)導(dǎo)辛苦”。爭相“獻(xiàn)花”“敬茶”“豎大拇指”，唯恐領(lǐng)導(dǎo)看不到自己。

其中Vin（mTclk）指的是電容器CA在時(shí)間mTclk采樣到的輸入信號。

本文分析的可變增益放大器有3個(gè)操作階段，如圖3（b）所示。電容器是在每個(gè)采樣期間的?R階段放電。然后在?S階段將信號來源Vin（t）連接到放大器的電容器CA上，以便采樣信號，采樣的頻率為fs=1/TCLK。在采樣階段之后，電容器附加到負(fù)電阻上。因此，采樣的電容器電壓成倍地?cái)U(kuò)大，直到控制信號（?A）作廢為止。如前所述，采樣保持的電路在放大階段?SH結(jié)束時(shí)運(yùn)行，然后需要進(jìn)一步的過濾，以便重建輸出信號。

圖3　超再生可變增益放大器的結(jié)構(gòu)和工作時(shí)序

可以很容易地證明運(yùn)算跨導(dǎo)放大器在正反饋模式中相當(dāng)于一個(gè)數(shù)值為-1/Gm的負(fù)電阻，其中Gm表示運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的跨導(dǎo)。因此，可變增益放大器的增益可以表述為：

其中t表示為：

可以從式（5）發(fā)現(xiàn)，增益依賴于TA的持續(xù)時(shí)間。

3　提出的超再生放大器集成電路

可變增益放大器的設(shè)計(jì)始于電容器CA數(shù)值的選擇，這非常重要，因?yàn)樗苯佑绊戨娐返脑鲆婧筒僮黝l率。此外，電路的總輸出噪聲，假設(shè)主要來自于熱噪聲來源，強(qiáng)烈依賴于電容值，因?yàn)樗ckBT/CA成正比，其中kB表示玻耳茲曼常數(shù)，T表示開氏度數(shù)的溫度。

另一個(gè)需要考慮的問題是運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的非理想因素，這與提出的可變增益放大器的實(shí)施有關(guān)。這些包括輸入補(bǔ)償電壓、固有噪聲、輸出阻抗以及線性。補(bǔ)償電壓和低頻噪聲都是通過增加自動歸零技術(shù)來解決。我們試圖使用這種技術(shù)在電路的放大階段減少增益的變化，防止電路在高增益配置中工作時(shí)飽和，因?yàn)榈皖l噪聲的補(bǔ)償電壓可能比小的輸入信號更高。

增加了自動歸零技術(shù)的電路最終原理圖如圖4（a）所示?？梢杂^察到，為了產(chǎn)生偏移補(bǔ)償需要一個(gè)雙輸入的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器。還需要一個(gè)額外的控制信號?AZ，如圖4（b）中的完整計(jì)時(shí)圖表所示。

圖4　運(yùn)算跨導(dǎo)放大器及其時(shí)序圖

圖5　在自動歸零階段期間運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的偏差補(bǔ)償表示

圖5有助于理解運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的第2個(gè)輸入如何在主跨導(dǎo)器Gm1的偏移補(bǔ)償過程中補(bǔ)償偏移。在電路不再處于放大階段時(shí)執(zhí)行偏移補(bǔ)償：運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸入（IN1）不足，造成輸出電流與其輸入偏移電壓成比例（io1）。由?AZ控制的開關(guān)關(guān)閉時(shí)，補(bǔ)償電容CAZ開始充電。如果運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸出電導(dǎo)系數(shù)足夠高的話，Ro＞＞1/Gm1，通過選擇一個(gè)合適的跨導(dǎo)率（Gm1/Gm2），我們假設(shè)在第2個(gè)跨導(dǎo)器的補(bǔ)償電壓可以忽略不計(jì)，然后在電容器的電壓從第2個(gè)跨導(dǎo)器（io2）產(chǎn)生一個(gè)輸出電流，用來補(bǔ)償?shù)?個(gè)跨導(dǎo)器的電流，直到給補(bǔ)償電容器（iCAZ）充電的電流減少為零。然后在每個(gè)放大階段內(nèi)都將保持這個(gè)電壓。由于電荷注入和有限的輸出阻抗，仍會有剩余的偏差，在放大器設(shè)計(jì)期間應(yīng)該根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)對其進(jìn)行評估和考量。對于本文的設(shè)計(jì)而言，剩余偏移最大限度的公差被設(shè)定為0.2 mV。

除了符合自動歸零的過程以外，運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的設(shè)計(jì)是為了讓輸出和輸入有足夠的線性范圍，以便針對輕度失真讓跨導(dǎo)隨著放大信號的擺動保持不變。運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的簡化原理圖如圖6所示。一條被選擇器激活的額外電流鏡路徑被包括在內(nèi)。因此，跨導(dǎo)可以在兩個(gè)值之間轉(zhuǎn)換。選擇1～100的關(guān)系，目的是讓時(shí)間常數(shù)變得靈活。選擇運(yùn)算跨導(dǎo)放大器跨導(dǎo)的最終值和CA電容值，為了在1 kHz的帶寬內(nèi)至少達(dá)到40 dB。考慮到輸入信號和剩余偏差公差的動態(tài)范圍，將跨導(dǎo)比率設(shè)定為10。運(yùn)用恰當(dāng)?shù)牟季旨夹g(shù)，如常用的質(zhì)心和交錯(cuò)接合，以便減少運(yùn)算跨導(dǎo)放大器產(chǎn)生的偏移。對于CA而言，使用了100 pF雙重金屬注射成形電容器，但也包括外部栓以便其他的外部電容器與集成電容器能夠使用。芯片的照片如在圖7所示，可以觀察到金屬電容層。電容器被放置在另一個(gè)模擬區(qū)域中，為了減少有效的電路面積。

圖6　為了實(shí)現(xiàn)負(fù)電阻模擬，用于正反饋的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器原理圖（包括雙輸入偏移補(bǔ)償）

圖7　

4　仿真和測試結(jié)果

電路是利用標(biāo)準(zhǔn)的0.18μmCMOS技術(shù)設(shè)計(jì)而成，電源電壓為1.8 V。負(fù)電阻的特點(diǎn)是能夠測量運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸出電流，同時(shí)覆蓋它的差分輸入電壓，以500 mV為跨度，處于共模電壓的中心（模擬參考）。結(jié)果如圖 8（a）所示。圖中也繪制出理想跨導(dǎo)器的測量和預(yù)期電流之間的區(qū)別。線性范圍大約為900 mV，也就是說，是電源電壓的一半。從電流的測量獲得了跨導(dǎo)如圖 8（b）所示。 Gm的平均值為 2.6 μS，體現(xiàn)了等效負(fù)電阻為385kΩ。這與MC的分析結(jié)果一致，顯示出在3σ中4%的變化，與設(shè)計(jì)值Gm=2.5 μS相關(guān)。測量的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器消耗的電源電壓為2.7μA，不包括偏斜的參考電路。

通過在運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的輸入電路有意插入偏移電壓來模擬放大器響應(yīng)，從而對偏移補(bǔ)償進(jìn)行評估。測試結(jié)果顯示，在插入偏移電壓前后的過渡并不會引起顯著的輸出電壓變化。與此相反，補(bǔ)償電容的電壓感應(yīng)到插入的輸入偏移電壓并做出響應(yīng)，證實(shí)了實(shí)施的自動歸零過程運(yùn)作正確。

有效增益的偏差預(yù)計(jì)在Gm-跨導(dǎo)和CA-電容值的變化中產(chǎn)生。平均而言，電容值的波動引起的標(biāo)準(zhǔn)偏差為0.89 V/V。考慮到3σ，這相當(dāng)于22%的增益變化。另一方面，由于單獨(dú)的跨導(dǎo)導(dǎo)致（3σ）的增益變化很小，表現(xiàn)為接近11%的典型增益。

對可變增益放大器進(jìn)行測量，生成控制信號，應(yīng)用有限狀態(tài)機(jī)實(shí)施FPGA開發(fā)板。用集成的CA電容器測量可變增益放大器時(shí)，有直流分量加上輸入交流信號，這表明電荷注入效應(yīng)大于預(yù)期效應(yīng)。當(dāng)使用輸出電容器配置時(shí)（CA=10nF和Gm=250 μS）這種效應(yīng)降低。輸出電壓信號作為正弦輸入信號的響應(yīng)，如圖9所示。輸出信號也從采樣保持的電路中通過。測量的增益大約為10.5 V/V。

最后，可以在圖10中看到從仿真和測量中獲得增益對比頻寬比的特征曲線。顯示了增益與放大時(shí)間的指數(shù)依賴關(guān)系，如式（5）的預(yù)測。對于高增益測量而言，運(yùn)算跨導(dǎo)放大器超過其線性范圍。估算的最大增益為45 dB，保持總諧波失真小于0.5%。

圖8　輸出電流及輸入電壓變化的跨導(dǎo)曲線

圖9　從100 Hz～25 mVp輸入信號獲得的電路測量輸出（CA=10 nF，F(xiàn)clk=5.5 kHz，和TA=100 μs）

圖10　仿真和測量增益對比結(jié)果

表1總結(jié)了可變增益放大器的主要性能參數(shù)，并與其他類似的文獻(xiàn)進(jìn)行了比較。相比文獻(xiàn)［8-9］提及的研究，本文實(shí)現(xiàn)了更大的增益范圍。在文獻(xiàn)［10］中雖然增益范圍較大，但是需要花費(fèi)更高的功耗。在文獻(xiàn)［8］的情況下，與本文相比，它的面積更小，功耗更低。然而，我們認(rèn)為，本研究的主要貢獻(xiàn)在于持續(xù)的增益控制。

表1　性能參數(shù)的比較

5　結(jié)論

在本文提出了一種適用于生物醫(yī)學(xué)信號采集的超再生可變增益放大器。對于之前實(shí)現(xiàn)的類似放大器，本文提出的電路在結(jié)構(gòu)上做出了改進(jìn)，設(shè)計(jì)基于運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的負(fù)電阻能夠?qū)崿F(xiàn)自動歸零。利用標(biāo)準(zhǔn)的0.18μmCMOS技術(shù)進(jìn)行了實(shí)現(xiàn)，仿真結(jié)果表明在900 mV的線性范圍內(nèi)最大增益為45 dB，總諧波失真為0.5%，功耗為6.4μW。測量結(jié)果驗(yàn)證了電路的可行性，測量增益符合預(yù)期，實(shí)現(xiàn)適用于閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)中的低功耗模擬前端，能夠?qū)崿F(xiàn)精細(xì)的增益控制。

［1］王自強(qiáng)，池保勇，王志華.CMOS可變增益放大器設(shè)計(jì)概述［J］.微電子學(xué)，2005（6）：612-617.

［2］孫振亞.實(shí)現(xiàn)寬動態(tài)范圍的開環(huán)可變增益放大器研究與設(shè)計(jì)［D］.電子科技大學(xué)，2013.

［3］高壘，羅敏.一種指數(shù)增益控制寬范圍可變增益放大器［J］.計(jì)算機(jī)技術(shù)與發(fā)展，2009（2）：48-51.

［4］李丹，閆濤濤，陳東坡，等.增益精確的可變增益放大器［J］.現(xiàn)代電子技術(shù)，2009（12）：4-6，9.

［5］馬大康，杜力，裴玉偉，等.高輸出電壓的寬帶程控增益放大系統(tǒng)［J］.電子器件，2011，34（1）：74-76.

［6］Antayhua R R，Silva G M D，De Sousa F R.A Duty-Cycle Controlled Variable-Gain Instrumentation Amplifier Applied for Two-Electrode ECG Measurement［J］.IEEE，2012，8443（8）：1270-1274.

［7］王小利.寬帶直流放大器系統(tǒng)設(shè)計(jì)［J］.電子器件，2010，33（3）：392-394.

［8］Zou X，Xu X，Yao L，et al.A 1-V 450-nW Fully Integrated Programmable Biomedical Sensor Interface Chip［J］.IEEE Journal of Solid-State Circuits，2009，44（4）：1067-1077.

［9］Yan L，Yoo J，Kim B，et al.A 0.5-V 12 μW Wirelessly Powered Patch-Type Healthcare Sensor for Wearable Body Sensor Network［J］.IEEE Journal of Solid-State Circuits，2010，45（11）：2356-2365.

［10］Kumaragamage C L，Lithgow B J，Moussavi Z.Development of an Ultra Low Noise，Miniature Signal Conditioning Device for Vestibular Evoked Response Recordings［J］.Biomedical Engineering Online，2014，13（2）：588-609.

張艷（1982-），女，漢族，河南新鄉(xiāng)人，碩士，講師，主要研究方向?yàn)閃eb挖掘和并行計(jì)算。

Variable Gain Amplifier with Low Power Analog Front End*

ZHANG Yan*，HAN Min
（Department of Information Engineering，Henan Polytechnic，Zhengzhou 450046，China）

In order to achieve low power gain control of analog front end circuit，a variable gain amplifier（VGA）is proposed based on the duty-cycle of a control signal and the ultra-regeneration，it can realize the precise control of the gain.Different from the traditional majority of variable gain amplifiers，the proposed VGA circuit is not used in digital control and the interface between the amplifier and the DC/AC converter.VGA integrated circuit implemented using 0.18 μm CMOS technology to design the adm is to achieve low power consumption.Both simulation and test results show that the maximum gain of the amplifier in the linear range of 900 mV is 45 dB，the total harmonic distortion is 0.5%，and the power consumption is 6.4 μW.Compared to the conventional variable gain amplifier，the variable gain amplifier exhibits a greater gain range and lower power consumption.

super regenerative amplifier；variable gain amplifier；analog design；low power

TN432

A

1005-9490（2016）05-1076-06

項(xiàng)目來源：教育部高校碩士點(diǎn)基金項(xiàng)目（200801120007）

2015-10-14修改日期：2015-11-11

EEACC:122010.3969/j.issn.1005-9490.2016.05.012