張　艷，韓　敏

（河南職業(yè)技術(shù)學院信息工程系，鄭州450046）

應(yīng)用于低功耗模擬前端的可變增益放大器*

張艷*，韓敏

（河南職業(yè)技術(shù)學院信息工程系，鄭州450046）

為實現(xiàn)模擬前端電路的低功耗增益控制，提出了一種基于控制信號頻寬比的可變增益放大器VGA（Variable Gain Amplifier），該電路以超再生為基礎(chǔ)，能夠?qū)υ鲆鎸嵤┚毧刂啤Ｅc傳統(tǒng)的大多數(shù)可變增益放大器不同的是，提出的VGA電路在數(shù)字控制和放大器之間的接口并沒有使用任何的直流/交流轉(zhuǎn)換器。最終實現(xiàn)的VGA集成電路使用了0.18 μm CMOS技術(shù)進行設(shè)計，旨在實現(xiàn)低功率消耗。仿真和測試結(jié)果均表明，本文提出的放大器在900 mV的線性范圍內(nèi)最大增益為45 dB，總諧波失真為0.5%，功耗為6.4，相比傳統(tǒng)的可變增益放大器，表現(xiàn)出更大的增益范圍和較低的功耗。

超再生放大器；可變增益放大器；模擬設(shè)計；低功耗

最近，人體智能可穿戴設(shè)備已經(jīng)成為一項重要的研究課題［1-2］。在一個典型的人體智能可穿戴設(shè)備場景中，無線傳感器節(jié)點安裝在人體內(nèi)或者體表上，因此需要使用小型電池或免電池的電路。這些超低功率系統(tǒng)通常由一個或多個傳感器，信號調(diào)節(jié)的模擬前端，處理器單元以及一個收發(fā)器構(gòu)成［3］。

如圖1所示，生物電信號模擬前端一般包括一個通常由數(shù)字電路控制的可變增益放大器（VGA）［4］。在增益分辨率和區(qū)域性之間有一個權(quán)衡［5］，它可以影響系統(tǒng)的成本。在此前的一項研究中［6］將基帶超再生放大器的功能作為應(yīng)用于生物醫(yī)學信號采集的自動增益控制（AGC）循環(huán)的組成部分進行論證［7］。文獻［8-9］中的添加了兩個主要特性：在微分配置中對輸入信號進行采樣，以提高共模信號的抑制性，并且通過分離采樣和放大階段使增益獨立于輸入源阻抗。

在本文中，我們提出一種可以由數(shù)字信號的頻寬比控制的可變增益放大器。由于其簡單的增益設(shè)置，這種數(shù)字增益控制使得這種電路適合替代常見的可變增益放大器和可編程增益放大器，因為它消除了直流/交流轉(zhuǎn)換器的必要性，同時保留了較高的增益分辨率［6］。這種電路以超再生概念為基礎(chǔ)［7］。超再生（SR）放大器的設(shè)計旨在開發(fā)一種電路可以提供高增益，低組件數(shù)量和較低的工作功耗［8］。在參考文獻［9］中，作者考慮將超再生的技術(shù)應(yīng)用于傳輸基帶信號的放大器中，論證了使用離散組件的概念。

圖1　生物電信號采集的模擬前端的框圖

1　超再生放大的原理

在圖2（a）中體現(xiàn)了基于基帶超再生放大器的可變增益放大器的概念。利用其周期性重置的不穩(wěn)定狀態(tài)來放大電路。在參考文獻［10］中很好地描述了它的工作原理。

圖2　

在時域中，電路響應(yīng)如下：首先，在關(guān)閉開關(guān)之后對電容器進行放電。然后關(guān)掉開關(guān)將輸入連接到放大器。由于電路不穩(wěn)定，輸出將變?yōu)槌杀对黾拥碾妷?，這可以表示為：

其中，Vin（t）表示輸入電壓源，RG表示輸入源阻抗，TS表示采樣周期，TOP表示在每個采樣周期開關(guān)保持打開的時間，t0表示系統(tǒng)的時間常數(shù)，由以下公式得出：

rem（x，y）被定義為x和y之間分裂之后的剩余部分，w（t）表示窗戶型函數(shù)，被定義為：

在圖2（a）中的電路為Rl?RG設(shè)計，因此在式（2）中的時間常數(shù)大約為t0=-RlCA，這是負數(shù)，這也解釋了在式（1）中指數(shù)增長的原因。放大器一個典型的輸出波形如圖2（b）所示。每次打開開關(guān)就發(fā)生放大，直到關(guān)閉開關(guān)停止為止；因此，可以觀察到周期指數(shù)脈沖為VO（t）。放大的程度依賴于開關(guān)保持打開的時間，可以觀察到，由于指數(shù)依賴于該階段，信號可以實現(xiàn)大的數(shù)值。通過添加一條在每個脈沖末端工作的取樣保持電路（VSH（t），并通過一個平滑的濾波器傳送采樣信號，就可以獲得輸入信號最后的放大版本。

2　超再生基帶放大器

超再生基帶放大器的設(shè)計特別依賴于實現(xiàn)了負電阻的電路。在本文研究中采用的拓撲結(jié)構(gòu)如圖3（a）所示，其中負電阻從一個配置成正反饋模式的運算跨導(dǎo)放大器OTA（Operational Trans-Conductance Amplifier）獲得。這一實施適用于低功率消耗，不需要使用電阻。

根據(jù)文獻［9，10］的設(shè)計了包含數(shù)個開關(guān)的電路結(jié)構(gòu)，如圖3（a）所示，改善了兩個主要問題：首先，在微分配置中對輸入信號進行采樣，它在理想情況下可以消除輸入共模信號。第2個改善的問題是采樣和放大階段分開實行，使增益不依賴于輸入源阻抗。

放大器的時間響應(yīng)表達如下公式：

還有的是“微滿足”。有人說，他們單位的微信群，已經(jīng)變成了“拍馬群”“獻媚群”“討好群”。只要單位領(lǐng)導(dǎo)一露面，群里立即就會響起一片叫好聲。這個說“領(lǐng)導(dǎo)高明”，那個說“領(lǐng)導(dǎo)辛苦”。爭相“獻花”“敬茶”“豎大拇指”，唯恐領(lǐng)導(dǎo)看不到自己。

其中Vin（mTclk）指的是電容器CA在時間mTclk采樣到的輸入信號。

本文分析的可變增益放大器有3個操作階段，如圖3（b）所示。電容器是在每個采樣期間的?R階段放電。然后在?S階段將信號來源Vin（t）連接到放大器的電容器CA上，以便采樣信號，采樣的頻率為fs=1/TCLK。在采樣階段之后，電容器附加到負電阻上。因此，采樣的電容器電壓成倍地擴大，直到控制信號（?A）作廢為止。如前所述，采樣保持的電路在放大階段?SH結(jié)束時運行，然后需要進一步的過濾，以便重建輸出信號。

圖3　超再生可變增益放大器的結(jié)構(gòu)和工作時序

可以很容易地證明運算跨導(dǎo)放大器在正反饋模式中相當于一個數(shù)值為-1/Gm的負電阻，其中Gm表示運算跨導(dǎo)放大器的跨導(dǎo)。因此，可變增益放大器的增益可以表述為：

其中t表示為：

可以從式（5）發(fā)現(xiàn)，增益依賴于TA的持續(xù)時間。

3　提出的超再生放大器集成電路

可變增益放大器的設(shè)計始于電容器CA數(shù)值的選擇，這非常重要，因為它直接影響電路的增益和操作頻率。此外，電路的總輸出噪聲，假設(shè)主要來自于熱噪聲來源，強烈依賴于電容值，因為它與kBT/CA成正比，其中kB表示玻耳茲曼常數(shù)，T表示開氏度數(shù)的溫度。

另一個需要考慮的問題是運算跨導(dǎo)放大器的非理想因素，這與提出的可變增益放大器的實施有關(guān)。這些包括輸入補償電壓、固有噪聲、輸出阻抗以及線性。補償電壓和低頻噪聲都是通過增加自動歸零技術(shù)來解決。我們試圖使用這種技術(shù)在電路的放大階段減少增益的變化，防止電路在高增益配置中工作時飽和，因為低頻噪聲的補償電壓可能比小的輸入信號更高。

增加了自動歸零技術(shù)的電路最終原理圖如圖4（a）所示?？梢杂^察到，為了產(chǎn)生偏移補償需要一個雙輸入的運算跨導(dǎo)放大器。還需要一個額外的控制信號?AZ，如圖4（b）中的完整計時圖表所示。

圖4　運算跨導(dǎo)放大器及其時序圖

圖5　在自動歸零階段期間運算跨導(dǎo)放大器的偏差補償表示

圖5有助于理解運算跨導(dǎo)放大器的第2個輸入如何在主跨導(dǎo)器Gm1的偏移補償過程中補償偏移。在電路不再處于放大階段時執(zhí)行偏移補償：運算跨導(dǎo)放大器的輸入（IN1）不足，造成輸出電流與其輸入偏移電壓成比例（io1）。由?AZ控制的開關(guān)關(guān)閉時，補償電容CAZ開始充電。如果運算跨導(dǎo)放大器的輸出電導(dǎo)系數(shù)足夠高的話，Ro＞＞1/Gm1，通過選擇一個合適的跨導(dǎo)率（Gm1/Gm2），我們假設(shè)在第2個跨導(dǎo)器的補償電壓可以忽略不計，然后在電容器的電壓從第2個跨導(dǎo)器（io2）產(chǎn)生一個輸出電流，用來補償?shù)?個跨導(dǎo)器的電流，直到給補償電容器（iCAZ）充電的電流減少為零。然后在每個放大階段內(nèi)都將保持這個電壓。由于電荷注入和有限的輸出阻抗，仍會有剩余的偏差，在放大器設(shè)計期間應(yīng)該根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)對其進行評估和考量。對于本文的設(shè)計而言，剩余偏移最大限度的公差被設(shè)定為0.2 mV。

除了符合自動歸零的過程以外，運算跨導(dǎo)放大器的設(shè)計是為了讓輸出和輸入有足夠的線性范圍，以便針對輕度失真讓跨導(dǎo)隨著放大信號的擺動保持不變。運算跨導(dǎo)放大器的簡化原理圖如圖6所示。一條被選擇器激活的額外電流鏡路徑被包括在內(nèi)。因此，跨導(dǎo)可以在兩個值之間轉(zhuǎn)換。選擇1～100的關(guān)系，目的是讓時間常數(shù)變得靈活。選擇運算跨導(dǎo)放大器跨導(dǎo)的最終值和CA電容值，為了在1 kHz的帶寬內(nèi)至少達到40 dB?？紤]到輸入信號和剩余偏差公差的動態(tài)范圍，將跨導(dǎo)比率設(shè)定為10。運用恰當?shù)牟季旨夹g(shù)，如常用的質(zhì)心和交錯接合，以便減少運算跨導(dǎo)放大器產(chǎn)生的偏移。對于CA而言，使用了100 pF雙重金屬注射成形電容器，但也包括外部栓以便其他的外部電容器與集成電容器能夠使用。芯片的照片如在圖7所示，可以觀察到金屬電容層。電容器被放置在另一個模擬區(qū)域中，為了減少有效的電路面積。

圖6　為了實現(xiàn)負電阻模擬，用于正反饋的運算跨導(dǎo)放大器原理圖（包括雙輸入偏移補償）

圖7　

4　仿真和測試結(jié)果

電路是利用標準的0.18μmCMOS技術(shù)設(shè)計而成，電源電壓為1.8 V。負電阻的特點是能夠測量運算跨導(dǎo)放大器的輸出電流，同時覆蓋它的差分輸入電壓，以500 mV為跨度，處于共模電壓的中心（模擬參考）。結(jié)果如圖 8（a）所示。圖中也繪制出理想跨導(dǎo)器的測量和預(yù)期電流之間的區(qū)別。線性范圍大約為900 mV，也就是說，是電源電壓的一半。從電流的測量獲得了跨導(dǎo)如圖 8（b）所示。 Gm的平均值為 2.6 μS，體現(xiàn)了等效負電阻為385kΩ。這與MC的分析結(jié)果一致，顯示出在3σ中4%的變化，與設(shè)計值Gm=2.5 μS相關(guān)。測量的運算跨導(dǎo)放大器消耗的電源電壓為2.7μA，不包括偏斜的參考電路。

通過在運算跨導(dǎo)放大器的輸入電路有意插入偏移電壓來模擬放大器響應(yīng)，從而對偏移補償進行評估。測試結(jié)果顯示，在插入偏移電壓前后的過渡并不會引起顯著的輸出電壓變化。與此相反，補償電容的電壓感應(yīng)到插入的輸入偏移電壓并做出響應(yīng)，證實了實施的自動歸零過程運作正確。

有效增益的偏差預(yù)計在Gm-跨導(dǎo)和CA-電容值的變化中產(chǎn)生。平均而言，電容值的波動引起的標準偏差為0.89 V/V?？紤]到3σ，這相當于22%的增益變化。另一方面，由于單獨的跨導(dǎo)導(dǎo)致（3σ）的增益變化很小，表現(xiàn)為接近11%的典型增益。

對可變增益放大器進行測量，生成控制信號，應(yīng)用有限狀態(tài)機實施FPGA開發(fā)板。用集成的CA電容器測量可變增益放大器時，有直流分量加上輸入交流信號，這表明電荷注入效應(yīng)大于預(yù)期效應(yīng)。當使用輸出電容器配置時（CA=10nF和Gm=250 μS）這種效應(yīng)降低。輸出電壓信號作為正弦輸入信號的響應(yīng)，如圖9所示。輸出信號也從采樣保持的電路中通過。測量的增益大約為10.5 V/V。

最后，可以在圖10中看到從仿真和測量中獲得增益對比頻寬比的特征曲線。顯示了增益與放大時間的指數(shù)依賴關(guān)系，如式（5）的預(yù)測。對于高增益測量而言，運算跨導(dǎo)放大器超過其線性范圍。估算的最大增益為45 dB，保持總諧波失真小于0.5%。

圖8　輸出電流及輸入電壓變化的跨導(dǎo)曲線

圖9　從100 Hz～25 mVp輸入信號獲得的電路測量輸出（CA=10 nF，F(xiàn)clk=5.5 kHz，和TA=100 μs）

圖10　仿真和測量增益對比結(jié)果

表1總結(jié)了可變增益放大器的主要性能參數(shù)，并與其他類似的文獻進行了比較。相比文獻［8-9］提及的研究，本文實現(xiàn)了更大的增益范圍。在文獻［10］中雖然增益范圍較大，但是需要花費更高的功耗。在文獻［8］的情況下，與本文相比，它的面積更小，功耗更低。然而，我們認為，本研究的主要貢獻在于持續(xù)的增益控制。

表1　性能參數(shù)的比較

5　結(jié)論

在本文提出了一種適用于生物醫(yī)學信號采集的超再生可變增益放大器。對于之前實現(xiàn)的類似放大器，本文提出的電路在結(jié)構(gòu)上做出了改進，設(shè)計基于運算跨導(dǎo)放大器的負電阻能夠?qū)崿F(xiàn)自動歸零。利用標準的0.18μmCMOS技術(shù)進行了實現(xiàn)，仿真結(jié)果表明在900 mV的線性范圍內(nèi)最大增益為45 dB，總諧波失真為0.5%，功耗為6.4μW。測量結(jié)果驗證了電路的可行性，測量增益符合預(yù)期，實現(xiàn)適用于閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)中的低功耗模擬前端，能夠?qū)崿F(xiàn)精細的增益控制。

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張艷（1982-），女，漢族，河南新鄉(xiāng)人，碩士，講師，主要研究方向為Web挖掘和并行計算。

Variable Gain Amplifier with Low Power Analog Front End*

ZHANG Yan*，HAN Min
（Department of Information Engineering，Henan Polytechnic，Zhengzhou 450046，China）

In order to achieve low power gain control of analog front end circuit，a variable gain amplifier（VGA）is proposed based on the duty-cycle of a control signal and the ultra-regeneration，it can realize the precise control of the gain.Different from the traditional majority of variable gain amplifiers，the proposed VGA circuit is not used in digital control and the interface between the amplifier and the DC/AC converter.VGA integrated circuit implemented using 0.18 μm CMOS technology to design the adm is to achieve low power consumption.Both simulation and test results show that the maximum gain of the amplifier in the linear range of 900 mV is 45 dB，the total harmonic distortion is 0.5%，and the power consumption is 6.4 μW.Compared to the conventional variable gain amplifier，the variable gain amplifier exhibits a greater gain range and lower power consumption.

super regenerative amplifier；variable gain amplifier；analog design；low power

TN432

A

1005-9490（2016）05-1076-06

項目來源：教育部高校碩士點基金項目（200801120007）

2015-10-14修改日期：2015-11-11

EEACC:122010.3969/j.issn.1005-9490.2016.05.012