吳翔宇，沈 瑩，唐友喜

（電子科技大學(xué)通信抗干擾技術(shù)國(guó)家級(jí)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 成都 610054）

屏蔽室收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道測(cè)量與建模

吳翔宇，沈 瑩，唐友喜

（電子科技大學(xué)通信抗干擾技術(shù)國(guó)家級(jí)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 成都 610054）

針對(duì)屏蔽室環(huán)境收發(fā)分離全雙工自干擾信道特性，該文采用基于網(wǎng)絡(luò)分析儀的信道測(cè)量平臺(tái)，對(duì)屏蔽室環(huán)境下2.6 GHz收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道進(jìn)行研究，得到了路徑傳輸損耗，均方根時(shí)延擴(kuò)展與萊斯K因子的統(tǒng)計(jì)模型。結(jié)果表明：自干擾信道路徑損耗隨距離增加呈對(duì)數(shù)衰減；均方根時(shí)延擴(kuò)展服從對(duì)數(shù)正態(tài)分布，并隨著天線間距的增加而增加；萊斯K因子服從正態(tài)分布，并隨著天線間距的增加逐漸降低，萊斯分布的特征逐漸降低。

信道測(cè)量； 同時(shí)同頻全雙工； 室內(nèi)環(huán)境； 自干擾信道； 屏蔽室

同時(shí)同頻全雙工（co-frequency co-time full duplex， CCFD）技術(shù)與時(shí)分雙工、頻分雙工方式相比，因能在同一頻段上同時(shí)收發(fā)數(shù)據(jù)，可以獲得更高的頻譜利用率而日益被人們關(guān)注［1］。

自干擾信號(hào)的抑制是全雙工研究的核心，目前普遍采用射頻域自干擾消除與數(shù)字域自干擾消除相結(jié)合的方式對(duì)自干擾信號(hào)進(jìn)行抑制。文獻(xiàn)［2-7］相繼進(jìn)行了全雙工的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，目前總體抑制能力從實(shí)驗(yàn)結(jié)果上最好可達(dá)110 dB左右［4］。

全雙工自干擾信道的特性對(duì)研究全雙工自干擾信號(hào)的抑制有著重要的作用。針對(duì)全雙工自干擾信道的研究主要集中在室內(nèi)場(chǎng)景。文獻(xiàn)［8］針對(duì)室內(nèi)場(chǎng)景共用收發(fā)天線的自干擾信道的時(shí)延功率譜（power delay profile， PDP）進(jìn)行了研究；文獻(xiàn)［9］針對(duì)室內(nèi)場(chǎng)景收發(fā)天線分離的全雙工自干擾信道進(jìn)行測(cè)試與分析。

屏蔽室是通過(guò)金屬導(dǎo)體封閉的，在信道研究中屏蔽室環(huán)境是一種極端環(huán)境，在此環(huán)境下的全雙工自干擾信道含有豐富的多徑，因此在全雙工自干擾信道的研究中具有重要的參考價(jià)值。

本文測(cè)試頻段為2.5～2.7 GHz，測(cè)試帶寬為200 MHz，采用頻域測(cè)試方法，對(duì)屏蔽室環(huán)境下的自干擾信道進(jìn)行測(cè)量，對(duì)路徑傳輸損耗，均方根（rootmean square， RMS）時(shí)延擴(kuò)展，萊斯K因子的統(tǒng)計(jì)模型進(jìn)行了分析。

圖1 收發(fā)天線分離全雙工無(wú)線通信示意圖

1 測(cè)量平臺(tái)與測(cè)量場(chǎng)景

本節(jié)對(duì)測(cè)量所使用到的信道測(cè)量平臺(tái)進(jìn)行簡(jiǎn)單介紹，并描述了測(cè)量過(guò)程與測(cè)量場(chǎng)景。

1.1 測(cè)量平臺(tái)

收發(fā)天線分離同時(shí)同頻全雙工通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示［10］。測(cè)量系統(tǒng)如圖2所示［10］，測(cè)量系統(tǒng)包括矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（VNA）RS-ZNB8，2個(gè)4 dBi的全向天線。VNA的發(fā)射信號(hào)功率為10 dBm，掃頻范圍為2.5～2.7 GHz，VNA掃頻間隔為1 MHz。測(cè)量中數(shù)據(jù)的處理采用文獻(xiàn)［11］的方法。

圖2 信道測(cè)量平臺(tái)

1.2 測(cè)量場(chǎng)景及測(cè)量過(guò)程

測(cè)試地點(diǎn)選擇信息產(chǎn)業(yè)有線通信產(chǎn)品質(zhì)檢中心（成都）的屏蔽實(shí)驗(yàn)室（長(zhǎng)×寬×高：3.5 m×7 m×2.8 m），如圖3所示。其中房間內(nèi)選取40個(gè)測(cè)試點(diǎn)。收發(fā)天線的間距為0.1～1 m。在測(cè)試過(guò)程中，天線高度設(shè)置為1.7 m，收發(fā)天線的中心與測(cè)試點(diǎn)重合。為了降低噪聲對(duì)測(cè)試結(jié)果的影響，在每個(gè)測(cè)試點(diǎn)取10次測(cè)量的數(shù)據(jù)并取平均值作為該次測(cè)量的結(jié)果。由于一次測(cè)量持續(xù)時(shí)間較長(zhǎng)，為了使測(cè)量的信道不變，測(cè)量時(shí)要確保天線附近無(wú)人走動(dòng)。

圖3 測(cè)試場(chǎng)景及平面圖

2 信道特性分析及測(cè)試數(shù)據(jù)處理及分析

2.1 傳輸損耗

傳輸損耗定義為電波傳播過(guò)程中的信號(hào)平均功率的衰減。路徑損耗定義為［12］：

式中， Pt為發(fā)射功率； Pr（x）為在任意位置x處的接收功率；H（fi，x）為接收天線與發(fā)射天線之間在頻率fi處的信道頻率響應(yīng)；N為在頻率范圍（f-N/2，fN/2）內(nèi)等間隔掃頻的頻點(diǎn)的數(shù)目，N∈Z。

圖4 路徑損耗

一般情況下，路徑損耗隨距離增加呈對(duì)數(shù)衰減，因收發(fā)天線之間無(wú)遮擋，不考慮陰影衰落，其對(duì)數(shù)距離損耗模型為：

式中，d為收發(fā)天線的距離，單位為m；n為路徑損耗系數(shù)； d0=1 m為參考距離； Pr0為參考距離 d0處的損耗。

通過(guò)測(cè)試，得到天線間距為0.1～1 m頻率響應(yīng)，利用式（1）得到不同天線間距下的平均路徑損耗，如圖4所示，通過(guò)最小二乘法擬合，得到n=0.50，Pr0=26.91 dB，為了檢驗(yàn)擬合性能，利用相關(guān)系數(shù)r對(duì)其進(jìn)行擬合優(yōu)度分析：

式中， yi為損耗值；y為yi的均值； xi為天線對(duì)數(shù)距離；為 xi的均值。經(jīng)計(jì)算，r=0.96。結(jié)果表明在屏蔽室環(huán)境下，自干擾信道的路徑損耗可以用對(duì)數(shù)損耗建模。

從測(cè)試結(jié)果看，在存在大量多徑的屏蔽室環(huán)境下，其損耗系數(shù)為0.50，這與一般室內(nèi)環(huán)境損耗系數(shù)在2左右有著很大差異。主要是因?yàn)樵谄帘问噎h(huán)境下四周存在金屬反射體，這些反射體對(duì)于電磁波有著很強(qiáng)的反射，信號(hào)的能量經(jīng)多次反射并最終被天線所接收，形成波導(dǎo)效應(yīng)［13］，從而導(dǎo)致其損耗系數(shù)偏小。

2.2 時(shí)延功率譜

收發(fā)天線分離同時(shí)同頻全雙工自干擾信道h（t，τ）可以用沖激響應(yīng)建模：

式中，t表示為沖激的觀測(cè)時(shí)間；τ為沖激的應(yīng)用時(shí)間；I為多徑數(shù)；ai（t）為第i條徑的幅度；τi（t）為第i條徑的時(shí)延；θi（t）為第i條徑的相位；δ為狄拉克函數(shù)。

本文采用頻域測(cè)量方法。頻域響應(yīng)Y（f）由矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量得到，通過(guò)IDFT變換，得到時(shí)域沖激響應(yīng) h（τ）：

式中，H（f）為2.5～2.7 GHz信道的頻率響應(yīng)函數(shù)；w（f）為窗函數(shù)，主要用于降低頻譜的泄漏，本文w（f）采用Hanning窗［14］。

時(shí)延功率譜P（τ）定義為時(shí)域響應(yīng) h（τ）模值的平方［15］：

圖5 收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道時(shí)延功率譜

圖5是在屏蔽室環(huán)境下得到的不同位置與狀態(tài)下的PDP，圖5a是在屏蔽室A，B，C處分別得到的天線間距為0.5 m時(shí)的PDP。從圖5a可以看出，天線的主徑為直射徑，直射徑的功率與空間反射徑相差最小約5 dB左右，并且由于所處的位置不同，空間反射徑到達(dá)接收端的時(shí)間與強(qiáng)弱在不同位置會(huì)有很大的差別。這主要是由于在不同的位置，空間反射徑經(jīng)歷的路徑距離與損耗不同。圖5b是在屏蔽室位置B處得到的天線間距為0.1，0.5，1 m時(shí)的PDP。從圖5b可以看出，隨著天線間距的增加，直射徑的功率逐漸減弱，直射徑與空間反射徑的相對(duì)的功率差逐漸變小。在天線間距為1 m時(shí)，直射徑與相鄰的空間反射徑的功率相差無(wú)幾，產(chǎn)生這種現(xiàn)象的主要原因是由于這些相鄰的空間反射徑在經(jīng)金屬反射體反射后，損耗并不很大，且在不同方向上相疊加的緣故。在實(shí)際的應(yīng)用場(chǎng)景中，天線附近出現(xiàn)比較強(qiáng)的反射體可能會(huì)出現(xiàn)這種現(xiàn)象，在對(duì)全雙工自干擾信號(hào)進(jìn)行消除時(shí)，這種極端情景將會(huì)增加自干擾消除的難度與成本。

2.3 RMS時(shí)延擴(kuò)展

RMS時(shí)延擴(kuò)展描述信道環(huán)境中多徑時(shí)延擴(kuò)展的統(tǒng)計(jì)特性，反映了信道時(shí)延擴(kuò)展擴(kuò)散的程度，其值越大，信道的畸變?cè)酱?。RMS時(shí)延擴(kuò)展定義為［15］：

其中，

式中， P（τk）是第k條路徑分量的功率；τk是對(duì)應(yīng)的時(shí)延。

利用測(cè)試點(diǎn)的PDP，根據(jù)式（7）計(jì)算出每次測(cè)量的RMS時(shí)延擴(kuò)展τrms。圖6為天線間距d=0.5，1 m時(shí)的 τrms的累積概率密度曲線。本文對(duì)不同場(chǎng)景得到的測(cè)試樣本采用柯?tīng)柲宸?斯米爾洛夫檢驗(yàn)（Kolmogorov-Smirnov test）來(lái)分析是否符合對(duì)數(shù)正態(tài)分布。其顯著性水平值P分別為0.72和0.99。從結(jié)果可以看出，對(duì)于屏蔽室場(chǎng)景，其RMS時(shí)延擴(kuò)展的概率分布可以較好地符合對(duì)數(shù)正態(tài)分布。

因此，屏蔽室環(huán)境下收發(fā)天線分離全雙工自干擾信道的τrms可用對(duì)數(shù)正態(tài)分布建模：

式中，τrms（d）是在天線間距為d時(shí)的RMS時(shí)延擴(kuò)展；X（d）為服從N（μ，σ2）正態(tài)分布的隨機(jī)變量，μ為X（d）的均值，σ為X（d）的標(biāo)準(zhǔn)差，如圖6所示。當(dāng)d=0.5 m時(shí)，μ=-16.27，σ=0.09，d= 1 m時(shí)，μ=-16.22，σ=0.10。

圖6 RMS時(shí)延擴(kuò)展累積概率分布及對(duì)數(shù)正態(tài)擬合

圖7 RMS時(shí)延擴(kuò)展與天線間距之間的關(guān)系

為了觀察天線間距與RMS時(shí)延之間的關(guān)系，選取不同天線間距下4個(gè)不同位置的平均RMS時(shí)延擴(kuò)展進(jìn)行比較，如圖7所示。從圖7可以看出，天線間距d＜0.4 m時(shí)，RMS時(shí)延擴(kuò)展隨天線間距增加而增加，當(dāng)0.4m＜d＜1m時(shí)，其RMS時(shí)延擴(kuò)展相差不大，并且增加速度明顯放緩。一般來(lái)說(shuō)，存在直射徑的情況下，RMS時(shí)延擴(kuò)展的大小主要由相鄰間較強(qiáng)的空間反射徑的到達(dá)時(shí)間與強(qiáng)度所決定。在屏蔽室環(huán)境下，當(dāng)天線間距較小時(shí)，自干擾信道的主徑為直射徑，直射徑與相鄰的空間反射徑的功率差較大，相鄰的空間反射徑對(duì)RMS時(shí)延擴(kuò)展的貢獻(xiàn)較小，此時(shí)RMS時(shí)延擴(kuò)展相對(duì)較小。隨著天線間距的逐漸增加，相鄰的空間反射徑相對(duì)直射徑的功率逐漸增強(qiáng)，其對(duì)于RMS時(shí)延擴(kuò)展的貢獻(xiàn)越來(lái)越大，RMS時(shí)延擴(kuò)展則逐漸增大，當(dāng)直射徑的功率低于相鄰的空間反射徑或者相差無(wú)幾時(shí)，RMS時(shí)延擴(kuò)展由最強(qiáng)的空間反射徑?jīng)Q定，此時(shí)RMS時(shí)延的變化相對(duì)趨于平穩(wěn)。

2.4 萊斯K因子

萊斯K因子定義為［16］：

式中，A為主信號(hào)幅度的峰值；2σ為多徑分量的方差。

本文采用基于時(shí)域沖激響應(yīng)的方法計(jì)算萊斯K因子［17］，該方法是將直射徑分量的功率與空間散射分量的功率之比作為對(duì)K因子進(jìn)行估計(jì)。

在位置B與D處測(cè)得K因子如表1所示，可以看出，在屏蔽室環(huán)境下，萊斯K因子隨著天線間距的增加逐漸變小，并且當(dāng)天線間距d≥0.2 m時(shí)，其值小于0 dB。結(jié)果表明，當(dāng)天線間距較小時(shí)，直射徑分量的功率占主導(dǎo)地位，隨著天線間距的增加，直射徑的功率逐漸降低，而空間反射徑的功率相對(duì)提高，有時(shí)相互疊加后的功率甚至可能超過(guò)直射徑的功率，這點(diǎn)在圖5b中已體現(xiàn)。自干擾信號(hào)包絡(luò)的萊斯分布特征在天線間距較近時(shí)比較明顯，隨著天線間距的增加，萊斯分布的特征逐漸降低，趨于瑞利分布。

表1 位置B，D處的K因子

圖8 天線間距d=0.5， 1 m時(shí)的萊斯K因子累積分布

為了觀察K因子在不同位置的分布特性，本文將天線間距d=0.5，1m時(shí)的K因子與正態(tài)分布進(jìn)行比較，如圖8所示，對(duì)不同的位置得到的K因子的測(cè)試結(jié)果采用柯?tīng)柲宸?斯米爾洛夫檢驗(yàn)（Kolmogorov-Smirnov Test）進(jìn)行擬合優(yōu)度分析，其顯著性水平值P均為0.77。結(jié)果表明全雙工自干擾信道的K因子在屏蔽室環(huán)境中較好地符合正態(tài)分布。

3 屏蔽室環(huán)境自干擾信道的特殊性

目前，全雙工系統(tǒng)主要采用收發(fā)天線分離和共用收發(fā)天線兩種結(jié)構(gòu)［1］。對(duì)于采用共用天線的全雙工自干擾信道，將另文分析。對(duì)于收發(fā)分離的全雙工自干擾信道，與傳統(tǒng)的有用信道相類似，不同之處在于：對(duì)于收發(fā)分離的全雙工自干擾信道，收發(fā)天線的間距往往非常小，其接收天線可能處于接收天線的近場(chǎng)區(qū)域。

為了分析2.6 GHz頻段屏蔽室環(huán)境的同時(shí)同頻全雙工自干擾信道的特殊性，將屏蔽室環(huán)境與一般的室內(nèi)環(huán)境自干擾信道以及一般的有用信道的統(tǒng)計(jì)參數(shù)進(jìn)行對(duì)比，如表2所示。表中，全雙工自干擾信道下RMS時(shí)延擴(kuò)展與K因子均為天線間距在0.5 m時(shí)的數(shù)據(jù)，室內(nèi)全雙工自干擾信道測(cè)量結(jié)果取自文獻(xiàn)［10］，有用信道的結(jié)果取自文獻(xiàn)［18］。

表2 屏蔽室環(huán)境全雙工自干擾信道與一般室內(nèi)環(huán)境信道的比較

結(jié)果表明，與一般室內(nèi)環(huán)境的全雙工自干擾信道以及有用信道相比，屏蔽室環(huán)境全雙工自干擾信道的損耗系數(shù)小得多。這主要是由于屏蔽室的四周全部由金屬導(dǎo)體組成，當(dāng)信號(hào)經(jīng)天線發(fā)射后，經(jīng)屏蔽室周圍金屬導(dǎo)體多次反射后，產(chǎn)生豐富的強(qiáng)多徑信號(hào)，形成波導(dǎo)效應(yīng)，導(dǎo)致其損耗比一般室內(nèi)環(huán)境小得多。

屏蔽室環(huán)境與一般室內(nèi)環(huán)境下的全雙工自干擾信道以及有用信道相比存在豐富的多徑，因此屏蔽室環(huán)境比一般室內(nèi)環(huán)境收發(fā)天線分離的全雙工自干擾信道的RMS時(shí)延擴(kuò)展大。

由于屏蔽室環(huán)境周邊導(dǎo)體的反射，其多徑信號(hào)幅度與直射徑比一般室內(nèi)環(huán)境的大，因此屏蔽室環(huán)境的全雙工自干擾信道的萊斯K因子比一般室內(nèi)環(huán)境小很多，并且隨著天線間距的增加，其自干擾信號(hào)的包絡(luò)的萊斯分布特性越來(lái)越低。

4 結(jié) 論

本文針對(duì)屏蔽室場(chǎng)景，在2.6 GHz頻段上對(duì)收發(fā)天線分離的同時(shí)同頻全雙工自干擾信道進(jìn)行了測(cè)量與研究，得到了傳輸損耗，RMS時(shí)延擴(kuò)展，萊斯K因子相關(guān)信道特性參數(shù)的特性。最后，將屏蔽室環(huán)境與一般室內(nèi)環(huán)境的信道傳播特性進(jìn)行比較，結(jié)果表明，二者信道特性存在非常大的差異。這些結(jié)果為深入研究同時(shí)同頻全雙工系統(tǒng)的自干擾消除提供有意義的參考。

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WU Xiang-yu， SHEN Ying， and TANG You-xi
（National key Laboratory of Science and Technology on Communications， University of Electronic Science and Technology of China Chengdu 610054）

There are many multipaths in co-time co-frequency full-duplex （CCFD） self-interference channels in shielded room environment， so the study of self-interference channels has an important reference value. Measurements and characterizations are rarely involved at self-interference channels of CCFD in the shield room environment. In this paper， the measurements and analyses are performed at 2.6 GHz under typical indoor environment with channel sounder based on vector network analyzer. By analyzing the measurement data， the empirical channel characteristics such as path loss， the RMS delay spread and the Ricean K-factor have been extracted. Results show that the path loss is the logarithmic decrement with the increase of distance between Tx and Rx antennas. The statistics of root mean square （RMS） delay follows the lognormal distribution. The RMS delay increases with increasing the distance between Tx and Rx antennas. The statistics of K factor follows the normal distribution. The K-factor decreases with increasing the distance between Tx and Rx antenna.

channel measurement； full-duplex； indoor channel modeling； self-interference channel；shielded room

TN973.4

A

10.3969/j.issn.1001-0548.2016.02.005

2014 - 12 - 16；

2015 - 11 - 20

國(guó)家自然科學(xué)基金（61471108，U1035002/L05， 61001087， 61101034， 61271164， 61301154）；國(guó)家重大專項(xiàng)（2014ZX03003001-002，2012ZX03003010-003， 2011ZX03001-006-01）；中央高校基金（ZYGX2012J142）

吳翔宇（1979 - ），男，博士生，主要從事全雙工通信方面的研究.