陳　健，唐　杰，李明齊

(1.中國科學(xué)院上海高等研究院，上海 200120；2.中國科學(xué)院大學(xué)，北京 100049；3.上?？萍即髮W(xué)，上海 200120)

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NGB-W廣播信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)算法設(shè)計(jì)

陳健1,2,3，唐杰1,2,3，李明齊1

(1.中國科學(xué)院上海高等研究院，上海 200120；2.中國科學(xué)院大學(xué)，北京 100049；3.上?？萍即髮W(xué)，上海 200120)

針對下一代廣播電視網(wǎng)無線系統(tǒng)(NGB-W)廣播接收信道估計(jì)，提出了一種基于二次一維維納濾波的信道估計(jì)實(shí)用算法。該算法實(shí)時(shí)估計(jì)信道多普勒頻偏、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差等參數(shù)，并根據(jù)參數(shù)估計(jì)值分別從離線獲得的預(yù)選集中選擇時(shí)域和頻域的一維維納濾波系數(shù)。通過Cocentric System Studio(CCSS)平臺仿真，給出了參數(shù)估計(jì)對算法性能的影響，以及所提信道估計(jì)算法的均方誤差和誤塊率性能。仿真結(jié)果表明該算法在不同移動(dòng)速度下，與采用理想插值系數(shù)信道估計(jì)相比性能損失不超過0.4 dB，與理想信道估計(jì)相比性能損失在1 dB以內(nèi)。

信道估計(jì)；維納濾波；下一代無線廣播網(wǎng)；參數(shù)估計(jì)

作為國家信息基礎(chǔ)設(shè)施建設(shè)的重要戰(zhàn)略，我國中長期規(guī)劃綱要中明確指出應(yīng)積極推進(jìn)電信網(wǎng)、廣播電視網(wǎng)和互聯(lián)網(wǎng)的三網(wǎng)融合[1]。為應(yīng)對三網(wǎng)融合國家戰(zhàn)略，廣電提出了下一代廣播電視網(wǎng)(NGB)[2]解決方案。下一代廣播電視無線網(wǎng)(NGB-W)作為NGB總體構(gòu)架的重要組成部分，廣播與雙向融合的NGB-W系統(tǒng)可以進(jìn)一步提升廣電無線網(wǎng)絡(luò)全業(yè)務(wù)支撐的能力[3]。

NGB-W廣播信道采用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)[4]。為了使NGB-W廣播接收機(jī)能夠在無線信道環(huán)境下有效解調(diào)接收信號，在接收端選擇合適的信道估計(jì)算法來恢復(fù)出原始的數(shù)據(jù)流就顯得十分重要。信道估計(jì)算法根據(jù)是否使用輔助信息可以分為基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)、半盲或盲估計(jì)。盡管前者在數(shù)據(jù)中插入導(dǎo)頻會占用系統(tǒng)的帶寬從而降低有效數(shù)據(jù)的傳輸速率，但與后者相比，可獲得更魯棒的接收機(jī)性能，因此一般的應(yīng)用場景大多采用該類算法[5]。在基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)算法中，維納濾波信道估計(jì)算法是一種估計(jì)性能較好的算法。二維的維納濾波算法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較高，為了降低復(fù)雜度，文獻(xiàn)[6-7]提出分別在時(shí)域和頻域進(jìn)行一維維納濾波，在此基礎(chǔ)上文獻(xiàn)[5]提出根據(jù)特定場景下的信道參數(shù)離線產(chǎn)生維納濾波插值系數(shù)，在信道估計(jì)時(shí)直接調(diào)用，文獻(xiàn)[8]提出按噪聲方差分區(qū)非實(shí)時(shí)地計(jì)算插值系數(shù)，在信道估計(jì)時(shí)根據(jù)噪聲方差估計(jì)值選取對應(yīng)的插值系數(shù)。但在實(shí)際系統(tǒng)中無線移動(dòng)信道的傳播環(huán)境十分惡劣，信道的噪聲、不同移動(dòng)速度下的多普勒頻移和多徑傳播引起的時(shí)延擴(kuò)展都會對系統(tǒng)性能有較大影響。

因此，本文針對NGB-W廣播接收機(jī)信道估計(jì)，提出采用參數(shù)估計(jì)算法分別估計(jì)信道多普勒頻移、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差，按區(qū)間劃分離線產(chǎn)生的時(shí)頻域插值系數(shù)，信道估計(jì)算法通過信道參數(shù)估計(jì)值實(shí)時(shí)地選取對應(yīng)區(qū)間內(nèi)的插值系數(shù)。通過基于Cocentric System Studio(CCSS)平臺的仿真，給出了不同信道環(huán)境下所提各參數(shù)估計(jì)方法分別對系統(tǒng)性能的影響，以及基于所提參數(shù)估計(jì)和分區(qū)方法的二次一維維納濾波信道估計(jì)算法的系統(tǒng)性能仿真結(jié)果。仿真結(jié)果表明，使用參數(shù)估計(jì)方法能區(qū)分出不同的信道環(huán)境，確保信道估計(jì)算法在變化的信道環(huán)境下正常工作。

1　系統(tǒng)模型

NGB-W廣播的單發(fā)單收(SISO)物理層框架如圖1所示。

圖1　NGB-W廣播系統(tǒng)模型

在發(fā)射端首先產(chǎn)生成幀的數(shù)據(jù)，然后插入導(dǎo)頻。通過快速傅里葉逆變換(IFFT)模塊把插完導(dǎo)頻后的第m個(gè)OFDM符號從頻域變換到時(shí)域

(1)

式中：N代表子載波個(gè)數(shù)。

NGB-W廣播接收機(jī)由一系列與發(fā)端相反的操作過程組成，將天線接收下來的第m個(gè)OFDM符號第n個(gè)樣點(diǎn)yn,m經(jīng)過FFT模塊得到頻域第k個(gè)子載波信號

(2)

假設(shè)信道時(shí)延小于保護(hù)間隔且信道在一個(gè)OFDM符號之內(nèi)不變，同時(shí)接收端定時(shí)同步無誤差，則接收信號Yk,m和發(fā)射信號Xk,m之間的關(guān)系可以表示為

Yk,m=Hk,mXk,m+Wk,m

(3)

其中：Wk,m是第m個(gè)OFDM符號第k個(gè)子載波的AWGN噪聲。因此，要從接收信號中采用相干檢測恢復(fù)出原始信號，就需要在接收端采用信道估計(jì)算法來估計(jì)出信號所經(jīng)過的信道Hk,m。

NGB-W系統(tǒng)中每幀信號包括一個(gè)前導(dǎo)符號P1和若干數(shù)據(jù)符號。P1符號可用于估計(jì)信道時(shí)延，在數(shù)據(jù)符號中插入的導(dǎo)頻用于信道估計(jì)。NGB-W廣播信道協(xié)議定義了不同的導(dǎo)頻插值方式，使得系統(tǒng)能夠適應(yīng)不同的信道環(huán)境。圖2為本文中使用的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)。圖中，k=1和k=3 098處的導(dǎo)頻為連續(xù)導(dǎo)頻，其余為離散導(dǎo)頻。

圖2　NGB-W廣播導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)

2　維納濾波信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)算法

2.1二次一維維納濾波

二次一維維納濾波信道估計(jì)算法的具體實(shí)現(xiàn)方式如圖3所示。維納濾波所需的關(guān)鍵參數(shù)，如時(shí)延擴(kuò)展、多普勒頻偏和噪聲方差都需要實(shí)時(shí)估計(jì)。為了降低廣播接收機(jī)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度，在進(jìn)行時(shí)域、頻域插值時(shí)，分別根據(jù)信道多普勒頻移、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差可能的取值范圍將其劃分為幾個(gè)區(qū)間，每一個(gè)區(qū)間預(yù)先計(jì)算出一組與之相應(yīng)的插值系數(shù)。通過估計(jì)得到的信道參數(shù)，選擇對應(yīng)區(qū)間內(nèi)的系數(shù)作為此次維納濾波插值系數(shù)。

圖3　信道估計(jì)算法框圖

2.1.1導(dǎo)頻LS信道估計(jì)

首先根據(jù)LS估計(jì)算法得到所有導(dǎo)頻位置上的信道估計(jì)值

(4)

其中：Xp是在信號中插入的頻域?qū)ьl值；Yp是接收到的OFDM符號中導(dǎo)頻位置的信號。之后分別通過時(shí)域和頻域一維維納濾波對數(shù)據(jù)子載波信道進(jìn)行插值。

2.1.2時(shí)域一維維納濾波插值信道估計(jì)

對LS算法得到的信道頻率響應(yīng)值H^p先進(jìn)行時(shí)域插值。利用導(dǎo)頻處已經(jīng)得到的值估計(jì)時(shí)域相鄰位置處的信道值，如圖2中所示。時(shí)域插值公式

H^t=ωtH^p

(5)

ωt=Rt_hp(Rt_pp+σ2I)-1

(6)

其中：Rt_hp表示數(shù)據(jù)子載波與導(dǎo)頻子載波的時(shí)域互相關(guān)矩陣；Rt_pp表示導(dǎo)頻子載波的時(shí)域自相關(guān)矩陣；σ2表示AWGN信道的噪聲方差；I是單位矩陣。時(shí)域相關(guān)矩陣Rt_hp和Rt_pp中的系數(shù)計(jì)算通過公式求得

Rt=J0(2πfdΔt)

(7)

其中：J0為第一類零階貝塞爾函數(shù)；fd為信道多普勒頻偏；Δt為某個(gè)系數(shù)對應(yīng)的子載波之間的時(shí)域間隔。

2.1.3頻域一維維納濾波插值信道估計(jì)

時(shí)域插值完成之后，在每個(gè)OFDM符號中利用已估計(jì)得到信道值H^t進(jìn)行頻域插值，如圖2所示。頻域插值公式

H^f=ωfH^t

(8)

ωf=Rf_hp(Rf_pp+σ2I)-1

(9)

其中：Rf_hp表示頻域維數(shù)據(jù)子載波與導(dǎo)頻子載波間的互相關(guān)矩陣；Rf_pp表示頻域維導(dǎo)頻子載波間的自相關(guān)矩陣。頻域維相關(guān)矩陣的系數(shù)計(jì)算公式

(10)

其中：τ為信道最大時(shí)延擴(kuò)展；τrms為信道的均方時(shí)延擴(kuò)展；N為OFDM符號的FFT長度；k為頻域維上的子載波間隔。

2.2時(shí)延擴(kuò)展估計(jì)

時(shí)延擴(kuò)展的估計(jì)步驟為：

1)假設(shè)理想時(shí)頻同步。從接收的數(shù)據(jù)中分離出長度為NP1的P1符號，并由P1符號獲得信道沖擊響應(yīng)估計(jì)值h^n,n=1,2，…,NP1。

2)在h^n中搜索能量最大的能量窗位置

(11)

其中：M為搜索能量窗大小。

3)設(shè)定能量窗內(nèi)搜索最前端和最后端徑的門限值Th1和Th2分別為

(12)

(13)

4)搜索能量窗內(nèi)最前端徑的位置

pos2=pos1+offsetf

(14)

其中：offsetf等于滿足下式的第一個(gè)i值

(15)

5)搜索能量窗內(nèi)最后端徑的位置

pos3=pos1+M-1-offsetb

(16)

其中：offsetb等于滿足下式的第一個(gè)i值

(17)

6)計(jì)算信道時(shí)延擴(kuò)展估計(jì)值為

τ=pos3-pos2

(18)

2.3多普勒頻偏估計(jì)

多普勒頻偏估計(jì)步驟為：

1)對L個(gè)OFDM符號的第l個(gè)連續(xù)導(dǎo)頻位置處信道估計(jì)值H^l,m做DFT，獲得H^l,m的功率譜

(19)

2)獲得單邊功率譜邊緣位置

(20)

(21)

st.S(k′+1)

(22)

Ths為確保取到邊緣位置而設(shè)置的門限，其值的選取受信道特性的影響，可根據(jù)下式計(jì)算

(23)

其中：C為常數(shù)。

3)根據(jù)頻譜寬度估計(jì)信道多普勒頻偏

(24)

其中：Δt為一個(gè)OFDM符號時(shí)域長度。

2.4噪聲方差估計(jì)

利用導(dǎo)頻值和導(dǎo)頻子載波的信道估計(jì)值，可得噪聲方差的估計(jì)值為

(25)

其中：H^fpi,j是通過等式(8)計(jì)算得到的頻域插值后第j個(gè)OFDM符號中第i個(gè)導(dǎo)頻子載波信道估計(jì)值；J是一個(gè)符號中導(dǎo)頻子載波的總數(shù)。

2.5插值系數(shù)選擇

根據(jù)在不同的信道環(huán)境下的不同信道參數(shù)(多普勒頻移、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差)對應(yīng)的系數(shù)對系統(tǒng)性能的遍歷仿真分析，確定信道參數(shù)的區(qū)間以及對應(yīng)的插值系數(shù)。一般情況下，插值系數(shù)對應(yīng)信道參數(shù)區(qū)間的中值。離線生成的各組插值系數(shù)儲存在接收機(jī)本地。

接收機(jī)信道估計(jì)時(shí)，根據(jù)信道參數(shù)的估計(jì)值選擇相應(yīng)的參數(shù)區(qū)間對應(yīng)的插值系數(shù)，實(shí)現(xiàn)維納濾波算法。上述方法解決了信道估計(jì)算法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度和實(shí)時(shí)性之間的矛盾。顯然，系數(shù)區(qū)間劃分得越細(xì)，插值結(jié)果越接近理想?yún)?shù)的信道值，但所需系數(shù)占用存儲空間也越多。實(shí)際應(yīng)用中應(yīng)在滿足系統(tǒng)性能要求的情況下，盡量減少系數(shù)的分區(qū)數(shù)。

3　仿真結(jié)果及分析

本文使用Synopsys公司的基于SystemC系統(tǒng)的開發(fā)和模擬工具CCSS搭建NGB-W仿真平臺。CCSS采用流式驅(qū)動(dòng)的方法，使仿真系統(tǒng)構(gòu)成更接近于硬件實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)。

NGB-W廣播系統(tǒng)仿真采用載波頻率700 MHz，采樣頻率10 MHz，F(xiàn)FT長度為4 096，保護(hù)間隔為1/8，采用LDPC編碼，1/2碼率，QPSK、64QAM調(diào)制方式。在TU6、HT信道下對系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，為驗(yàn)證信道估計(jì)的性能，假設(shè)理想時(shí)頻同步。

噪聲方差取值分成2個(gè)區(qū)間：[0，0.02)，[0.02，+∞)，維納濾波系數(shù)取值分別對應(yīng)信噪比在20 dB和10 dB時(shí)的值。信道時(shí)延取值分成6個(gè)區(qū)間：[0，16)，[16，32)，[32，64)，[64，128)，[128，256)，[256，+∞)，維納濾波系數(shù)取值分別對應(yīng)區(qū)間中間值計(jì)算得到的頻域插值系數(shù)。信道多普勒頻偏估計(jì)采用64個(gè)OFDM符號，由式(19)可知，頻率分辨率約為33.9 Hz。多普勒頻偏取值分成4個(gè)區(qū)間：[0，100)，[100，160)，[160，+∞)，維納濾波系數(shù)取值分別對應(yīng)移動(dòng)速度100 km/h，200 km/h和300 km/h時(shí)域固定插值系數(shù)。

圖4～6分別給出了按照所提的多普勒頻偏、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差參數(shù)估計(jì)方法實(shí)時(shí)地選擇插值系數(shù)與理想插值系數(shù)進(jìn)行信道估計(jì)的性能對比。仿真表明，根據(jù)參數(shù)估計(jì)結(jié)果(多普勒頻偏估計(jì)(DFSE)、噪聲方差(NVE)、信道時(shí)延(CDE))選取插值系數(shù)的系統(tǒng)性能與使用理想?yún)?shù)選取(理想多普勒頻偏估計(jì)(IDFS)、理想噪聲方差(INV)、理想信道時(shí)延(ICD))對應(yīng)的插值系數(shù)的系統(tǒng)性能十分接近，性能損失在0.2 dB以內(nèi)。

圖4　TU6信道下多普勒頻偏(DFS)估計(jì)對性能的影響

圖5　TU6-120 km/h、HT-120 km/h信道下信道時(shí)延(CD)估計(jì)對性能的影響

圖6　TU6-120 km/h信道下噪聲方差(NV)估計(jì)對性能的影響

圖7給出了在TU6-120km/h信道下，采用實(shí)時(shí)估計(jì)信道參數(shù)來選擇插值系數(shù)算法的均方誤差(MSE)和使用理想插值系數(shù)算法的均方誤差對比結(jié)果。由圖可見，在低信噪比區(qū)域，兩者性能差異小于1dB，在高信噪比區(qū)域，兩者差異逐漸擴(kuò)大，且均出現(xiàn)MSE平層，可以預(yù)見將對高階調(diào)制的接收性能產(chǎn)生影響。

圖7　均方誤差性能比較

圖8～9分別給出了TU6信道不同移動(dòng)速度下，估計(jì)插值系數(shù)(EIC)和理想插值系數(shù)(IIC)、理想信道估計(jì)(ICE)的誤塊率性能比較。由圖可見，按照所提參數(shù)估計(jì)方法在不同移動(dòng)速度下性能都接近采用理想插值系數(shù)信道估計(jì)的方式，損失不超過0.4dB，與理想信道估計(jì)相比，損失在1dB以內(nèi)。

圖8　TU6-30 km/h信道下的性能比較

圖9　TU6-350 km/h信道下的性能比較

4　結(jié)束語

本文針對NGB-W廣播接收信道估計(jì)實(shí)用算法設(shè)計(jì)，給出時(shí)頻二次一維維納濾波系數(shù)實(shí)時(shí)選擇所需的多普勒頻移、時(shí)延擴(kuò)展和噪聲方差參數(shù)估計(jì)方法?；诮o定的參數(shù)區(qū)間，通過采用CCSS的仿真表明，根據(jù)各參數(shù)估計(jì)結(jié)果選取插值系數(shù)的信道估計(jì)性能與使用理想系數(shù)的性能相比，最大性能損失在0.4dB以內(nèi)，與理想信道估計(jì)相比，損失在1dB以內(nèi)。

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陳健，碩士研究生，主研無線三網(wǎng)融合；

唐杰，博士研究生，主研無線三網(wǎng)融合；

李明齊，博士生導(dǎo)師，為本文通信作者，主要研究方向?yàn)槿W(wǎng)融合，基于GPP的軟件無線電。

責(zé)任編輯：閆雯雯

Design of channel estimation realization algorithm in the Next Generation Broadcast Wireless

CHEN Jian1,2,3，TANG Jie1,2,3， LI Mingqi1

(1.ShanghaiAdvancedResearchInstitute，ChineseAcademyofSciences,Shanghai200120,China； 2.UniversityofChineseAcademyofSciences，Beijing100049,China； 3.ShanghaitechUniversity,Shanghai200120,China)

The channel estimation in the next generation broadcast wireless(NGB-W) system is studied， and a channel estimation practical algorithm based on 2×1_D Wiener filter is proposed. The proposed algorithm estimates channel doper frequency， delay expansion and noise variance in real-time， and chooses 1_D Wiener filter coefficients from the pre selected set which is calculated off-line according to channel parameter estimated values. From the Cocentric System Studio(CCSS) simulation results， the influence of the parameters estimation to the channel estimation algorithm is got. Furthermore， the mean square error and block error rate of the channel estimation algorithm are got. Simulation results show that the proposed algorithm losses performance in 0.4 dB compare to channel estimation which use ideal wiener filter coefficients and losses performance in 1 dB compare to ideal channel estimation.

channel estimation； Wiener filter； Next Generation Broadcast-Wireless(NGB-W)； parameter estimation

TN934

ADOI： 10.16280/j.videoe.2016.10.026

上海市科委項(xiàng)目(145111011305)；中科院先導(dǎo)科技專項(xiàng)(XDA06010300)

2016-02-22

文獻(xiàn)引用格式：陳健，唐杰，李明齊. NGB-W廣播信道估計(jì)實(shí)現(xiàn)算法設(shè)計(jì)[J].電視技術(shù)，2016，40(10)：131-136.

CHEN J，TANG J， LI M Q. Design of channel estimation realization algorithm in the Next Generation Broadcast Wireless[J]. Video engineering，2016，40(10):131-136.