張 　 展，　高 照 陽(yáng)

( 河南理工大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院， 河南 焦作　454000 )

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SVPWM逆變器死區(qū)補(bǔ)償中的電流極性檢測(cè)

張 展，高 照 陽(yáng)

( 河南理工大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院， 河南 焦作454000 )

在分析SVPWM逆變器死區(qū)補(bǔ)償?shù)幕A(chǔ)上，針對(duì)負(fù)載電流產(chǎn)生畸變，電流中含有諧波，導(dǎo)致不能精確判斷電流的極性問(wèn)題，提出了一種電流極性檢測(cè)的方法。與常用的利用電流矢量角來(lái)判斷三相電流極性的方法相比，不需要過(guò)多的計(jì)算，方法更加簡(jiǎn)單且易于實(shí)現(xiàn)。最后通過(guò)仿真證明此方法的正確性。

逆變器；補(bǔ)償；極性

0　引　言

在電壓型脈寬調(diào)制逆變器中，為了防止逆變器同一橋臂的上下兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件造成直通短路，通常在控制信號(hào)中加入死區(qū)時(shí)間。然而死區(qū)時(shí)間的加入，使逆變器輸出的電壓、電流波形發(fā)生畸變，諧波含量增大，基波電壓、電流波形有損失[1-3]。因此，有必要對(duì)逆變器的死區(qū)進(jìn)行補(bǔ)償。

為了解決死區(qū)的影響，大多數(shù)學(xué)者對(duì)死區(qū)補(bǔ)償策略進(jìn)行了研究，然而對(duì)于死區(qū)補(bǔ)償中電流極性檢測(cè)的研究卻很少。理論上，根據(jù)電流的過(guò)零點(diǎn)可以準(zhǔn)確判斷電流極性。但是由于負(fù)載電流產(chǎn)生畸變，其中有諧波的存在，使得電流過(guò)零點(diǎn)模糊，尤其在低頻時(shí)，還存在零電流鉗位現(xiàn)象和脈寬調(diào)制噪聲的影響；開(kāi)關(guān)頻率附近的諧波分量較多,使得電流檢測(cè)中出現(xiàn)多個(gè)過(guò)零點(diǎn)[4]，因此直接利用電流過(guò)零點(diǎn)的方法難以確保檢測(cè)到的電流極性的精度。通常采用的方法是對(duì)三相電流進(jìn)行濾波處理，然后再判斷極性，然而濾波環(huán)節(jié)的引入使得電流發(fā)生改變，尤其是其相位的變化帶來(lái)檢測(cè)信號(hào)滯后的問(wèn)題，使得對(duì)電流檢測(cè)的實(shí)時(shí)性變差[3]。倘若電流方向檢測(cè)不準(zhǔn)確，就不能準(zhǔn)確地對(duì)PWM脈寬進(jìn)行修正，從而導(dǎo)致誤補(bǔ)償，其結(jié)果非但不能消除死區(qū)的影響，反而會(huì)使逆變得到的波形畸變更加嚴(yán)重[4]。因此找到一種能夠精確快速檢測(cè)電流極性的方法至關(guān)重要。

葛黃徐等[1]提出的功率因數(shù)角預(yù)測(cè)電流矢量的方法需測(cè)量多個(gè)電量，除運(yùn)算復(fù)雜外，還增加了傳感器。孫向東等[5]指出預(yù)測(cè)電流過(guò)零點(diǎn)的檢測(cè)方法用于中高頻段補(bǔ)償才具有較好的補(bǔ)償效果，而用于低頻段補(bǔ)償效果不夠理想。本研究對(duì)目前常用的電流矢量角檢測(cè)電流極性方法進(jìn)行了改進(jìn)，改進(jìn)的方法不需要添加硬件電路，不必對(duì)三相電壓進(jìn)行運(yùn)算，只對(duì)電流進(jìn)行運(yùn)算即可。

1　死區(qū)效應(yīng)及常用的補(bǔ)償方法分析

以逆變器A相為例對(duì)死區(qū)效應(yīng)進(jìn)行分析，當(dāng)對(duì)上下橋臂開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)置入死區(qū)后，同一橋臂上的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管不再是同一時(shí)刻開(kāi)通和關(guān)斷，而是將要關(guān)斷的開(kāi)關(guān)管正常關(guān)斷，將要開(kāi)通的開(kāi)關(guān)管延時(shí)開(kāi)通。此時(shí)驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)如圖1所示，圖中a表示上橋臂觸發(fā)信號(hào)，a′表示同一橋臂的下橋臂觸發(fā)信號(hào)。從圖中可以看出，死區(qū)時(shí)間的加入使得開(kāi)通脈寬寬度減小，而關(guān)斷脈寬寬度增加。

圖1　加入死區(qū)時(shí)間后A相的驅(qū)動(dòng)信號(hào)

逆變器輸出電流方向以圖2所示方向?yàn)閰⒖颊较颉Ｔ谒绤^(qū)時(shí)間內(nèi)，電流不可能突變，實(shí)際上電流是通過(guò)續(xù)流二極管構(gòu)成回路的。

圖2　三相逆變器A相電路

(1)iA>0時(shí)，電流的流通路徑為V1或VD2。當(dāng)電流流通路徑為V1時(shí)，電路中兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的狀態(tài)為V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)管狀態(tài)發(fā)生改變時(shí)，此時(shí)死區(qū)時(shí)間內(nèi)沒(méi)有電壓的誤差；當(dāng)電流流通路徑為VD2時(shí)，相當(dāng)于V1關(guān)斷，V2導(dǎo)通，當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)管狀態(tài)發(fā)生改變時(shí)，此時(shí)的死區(qū)時(shí)間內(nèi)V1延遲時(shí)間td導(dǎo)通，VD2導(dǎo)通時(shí)間增加了td，與理想情況下相比，電壓作用時(shí)間減少了時(shí)間td，輸出電壓產(chǎn)生誤差。

(2)iA<0 時(shí)，電流的流通路徑為V2或VD1。當(dāng)電流流通路徑為V2時(shí)，電路中兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的狀態(tài)為V2導(dǎo)通，V1關(guān)斷，當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)管狀態(tài)發(fā)生改變時(shí)，此時(shí)死區(qū)時(shí)間內(nèi)沒(méi)有電壓的誤差；當(dāng)電流流通路徑為VD1時(shí)，相當(dāng)于V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷，當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)管狀態(tài)發(fā)生改變時(shí)，此時(shí)的死區(qū)時(shí)間內(nèi)V2延遲時(shí)間td導(dǎo)通，VD1導(dǎo)通時(shí)間增加了td，與理想情況下相比，電壓作用時(shí)間增加了時(shí)間td，輸出電壓產(chǎn)生誤差。

根據(jù)上述分析，畫(huà)出理想情況、iA>0和iA<0這三種情況下的輸出電壓波形，如圖3所示(1為無(wú)死區(qū)時(shí)輸出電壓波形，2為有死區(qū)且電流iA>0時(shí)輸出電壓波形，3為有死區(qū)且電流iA<0時(shí)輸出電壓波形)，其中陰影部分為誤差電壓。

圖3　輸出電壓波形

關(guān)于死區(qū)效應(yīng)的問(wèn)題，越來(lái)越引起人們的注意，對(duì)此不少人已經(jīng)提出很多死區(qū)補(bǔ)償?shù)姆椒╗6-8]。對(duì)死區(qū)進(jìn)行補(bǔ)償時(shí)，利用硬件的補(bǔ)償方法使得補(bǔ)償?shù)某杀驹黾覽9]，因而在實(shí)際中應(yīng)用較少。為降低額外成本，實(shí)際大都采用對(duì)原程序中增加補(bǔ)償部分算法的軟件補(bǔ)償方法。文獻(xiàn)[10]和[11]中指出了根據(jù)各相電流極性對(duì)矢量變換中三相電壓的參考值進(jìn)行修正的方法，這是一種平均補(bǔ)償，實(shí)時(shí)性和準(zhǔn)確性都不高。為避免平均補(bǔ)償缺點(diǎn)，在每個(gè)PWM計(jì)算周期都對(duì)開(kāi)關(guān)觸發(fā)時(shí)間進(jìn)行修正，來(lái)消除對(duì)死區(qū)時(shí)間td的影響[3,12-13]，目前應(yīng)用最多的方法就是這種根據(jù)三相電流的極性對(duì)PWM的脈寬進(jìn)行修正，增加或減少PWM的寬度來(lái)達(dá)到補(bǔ)償?shù)哪康?，這種方法是根據(jù)電流的實(shí)時(shí)性對(duì)PWM脈寬進(jìn)行修復(fù)的。

2　電流極性的檢測(cè)

目前死區(qū)補(bǔ)償中，應(yīng)用最廣的方法為利用電流矢量角來(lái)間接判斷電流的極性。假設(shè)檢測(cè)到的三相負(fù)載電流分別為ia、ib、ic，三相電流中除基波電流之外，還含有大量的諧波分量。通過(guò)式3/2坐標(biāo)變換，把靜止abc坐標(biāo)系下的三相負(fù)載電流轉(zhuǎn)換到αβ坐標(biāo)系下的兩相正交電流，再通過(guò)2s/2r坐標(biāo)變換，從靜止兩相正交坐標(biāo)系αβ變換到同步旋轉(zhuǎn)正交dq坐標(biāo)系下。結(jié)果如式(1)所示，經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換得到旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的電流由直流電流和交流電流兩部分組成。

(1)

等式右邊的isd、isq為三相abc坐標(biāo)系下負(fù)載基波電流轉(zhuǎn)換到dq坐標(biāo)系下的直流量，idh、iqh為三相abc坐標(biāo)系下電流高頻分量轉(zhuǎn)換到dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的高次諧波分量。將轉(zhuǎn)換得到dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流通過(guò)低通濾波器進(jìn)行濾波，電流中的idh、iqh部分被濾波器濾除，而isd、isq在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下是直流電流，可以通過(guò)低通濾波器。此方法的優(yōu)點(diǎn)為經(jīng)過(guò)低通濾波器后，合成直流部分的基波分量的幅值和相位不會(huì)發(fā)生改變，克服了時(shí)間延遲的缺點(diǎn)。根據(jù)電流矢量的空間位置特性，畫(huà)出其圖形，如圖4所示。

由圖4可得

φ=arctan(isq/isd)

(2)

θ=θs+φ

(3)

θs=ω∫dt

(4)

其中ω為電流基波的角頻率，φ為三相負(fù)載電流合成的電流矢量與d軸的夾角，θs為dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系同步旋轉(zhuǎn)的角度，由φ和θs可得負(fù)載電流矢量的空間絕對(duì)位置角θ。對(duì)電流矢量和電流位置角θ進(jìn)行分析，可以得到θ與三相負(fù)載電流極性的對(duì)應(yīng)關(guān)系如表1所示，表中“+”表示電流正方向，“-”表示電流負(fù)方向。根據(jù)θ的范圍可以準(zhǔn)確地判斷三相負(fù)載電流極性。

圖4　負(fù)載電流矢量的空間位置

文獻(xiàn)[1]和[14]中提到的基于功率因數(shù)角對(duì)輸出電流方向預(yù)測(cè)法，也是利用求出電流矢量角，根據(jù)夾角的大小判斷電流極性的。只是獲取角度的方式不同，此方法還需要加入電壓互感器和電

表1　θ與三相負(fù)載電流極性的對(duì)應(yīng)關(guān)系表

流互感器測(cè)量電流和電壓，再計(jì)算出功率因數(shù)角。具體求解過(guò)程見(jiàn)參考文獻(xiàn)[1]，此處不再過(guò)多敘述。此方法增加電壓互感器、電流互感器和一個(gè)計(jì)算電量的芯片，硬件電路增多，且求出電流矢量角θ后，還需要再判斷電流方向，計(jì)算過(guò)程復(fù)雜，使補(bǔ)償?shù)某杀驹黾印?/p>

對(duì)于電流極性的檢測(cè)目的要尋找到一種精確、簡(jiǎn)單、快速、經(jīng)濟(jì)的方法。下面提出一種優(yōu)化方法。對(duì)檢測(cè)到的電流信號(hào)通過(guò)坐標(biāo)變換將電流從三相靜止坐標(biāo)系變換到同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下，再用低通濾波器對(duì)id和iq進(jìn)行濾波，經(jīng)濾波之后的電流為交流基波電流轉(zhuǎn)化而來(lái)的直流電流。與傳統(tǒng)方法相比，優(yōu)化方法不再像傳統(tǒng)方法那樣用反正切求出電流矢量與d軸夾角，再求出電流矢量在空間的位置角，最后根據(jù)電流矢量位置角與三相電流的極性關(guān)系判斷三相電流的極性，而是通過(guò)式(5)與式(6)將濾波得到的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下直流電流轉(zhuǎn)換成三相坐標(biāo)系下的基波交流電流。根據(jù)式(7)得到三相交流電流可以直接判斷三相電流的極性。

由兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系到兩相αβ靜止坐標(biāo)系的變換矩陣為

(5)

幅值不變情況下，由靜止正交坐標(biāo)變換到三相靜止坐標(biāo)系矩陣為

(6)

則有

(7)

根據(jù)式(7)可直接判斷三相電流的正負(fù)極性。其中負(fù)載電流在兩相靜止坐標(biāo)系的分量iα、iβ與兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的直流分量isd、isq間關(guān)系如圖5所示，φ為旋轉(zhuǎn)變換的變換角。

濾波之后的電流為旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直流分量，然后，再次經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換，將旋轉(zhuǎn)的dq坐標(biāo)系下的直流電流分量反變換到abc三相靜止坐標(biāo)系下。此時(shí)得到的A、B、C三相電流和直接檢測(cè)到的三相電流相比，已經(jīng)將諧波濾除，只含有基波分量。因此，可以利用得到的基波分量直接進(jìn)行極性判斷。

圖5　兩相直角坐標(biāo)系與兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換

Fig.5Transformationoftwophaserectangularcoordinatesystemandtwophaserotatingcoordinatesystem

優(yōu)化的檢測(cè)方法和傳統(tǒng)的檢測(cè)法相比，更容易理解，不但使計(jì)算量減少，而且減少了6個(gè)區(qū)間對(duì)三相電流極性的存儲(chǔ)，減少了芯片的寄存器設(shè)置，模型簡(jiǎn)單，有助于增加檢測(cè)電流極性的速率，可以對(duì)PWM波進(jìn)行更加快速的修正。

3　仿真驗(yàn)證

為對(duì)三相SVPWM逆變電流進(jìn)行檢測(cè)，首先要搭建一帶有死區(qū)設(shè)置的三相SVPWM逆變電路，對(duì)測(cè)得的電流信號(hào)分別利用不同電流極性檢測(cè)的方法與本文提到的方法進(jìn)行檢測(cè)。

三相SVPWM逆變器輸出相電壓有效值為220V，頻率為50Hz的交流電，死區(qū)時(shí)間設(shè)置為4μs，三相負(fù)載為10Ω電阻和10mH電感。則同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)角速度為100πrad/s。

為精確地從示波器中看到電流極性變化。設(shè)電流正極性方向輸出為+1，電流負(fù)極性方向輸出為-1。

以A相為例，直接取檢測(cè)到的A相電流使其過(guò)零點(diǎn)判斷其極性。如圖6所示，將檢測(cè)到電流波形與判斷得到的極性在一個(gè)示波器中顯示。從電流的波形可以看到，由于電流中諧波的存在，使電流出現(xiàn)抖動(dòng)。

選取圖6中一過(guò)零點(diǎn)處進(jìn)行放大，如圖7所示。從圖中可以清楚地看到電流出現(xiàn)多個(gè)過(guò)零點(diǎn)，使得電流的極性在正極性(+1)和負(fù)極性(-1) 之間反復(fù)變化。

圖6　直接檢測(cè)時(shí)的電流及其極性圖

圖7　過(guò)零點(diǎn)處放大波形

利用提出的改進(jìn)檢測(cè)方法來(lái)處理檢測(cè)到的電流，即將檢測(cè)到的A相電流經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換、濾波、再坐標(biāo)變換后，所得電流波形與其極性判斷如圖8所示。從圖中可以看出，此時(shí)的電流正弦度已經(jīng)很高，電流沒(méi)有了抖動(dòng)與毛刺；在過(guò)零點(diǎn)處，過(guò)零點(diǎn)唯一，也沒(méi)有了極性的跳變。

在同一個(gè)模型仿真中，將檢測(cè)得到的電流信號(hào)，同時(shí)利用電流矢量角判斷極性和新方法判斷極性，將這兩種檢測(cè)方法得到的A相電流極性波形在一個(gè)示波器中顯示，如圖9所示。

圖8　新方法處理后電流波形及其極性圖

圖9　兩種方法檢測(cè)到的A相電流極性圖

通過(guò)對(duì)兩種檢測(cè)方法檢測(cè)到電流極性的比較，可以看出二者極性相同，證明所提的新方法能夠正確檢測(cè)出電流極性。此方法省去常用電流矢量角方法中的角度反函數(shù)計(jì)算和每個(gè)區(qū)間的極性選擇環(huán)節(jié)，使得模型更加簡(jiǎn)單，容易理解，計(jì)算過(guò)程更迅速。

4　結(jié)　語(yǔ)

本文分析了空間矢量脈寬調(diào)制中由于死區(qū)時(shí)間的設(shè)置而造成逆變器輸出電壓、電流畸變，為對(duì)死區(qū)進(jìn)行實(shí)時(shí)補(bǔ)償，必須能夠準(zhǔn)確并且快速檢測(cè)出負(fù)載電流極性。在常用電流矢量角間接判斷電流極性方法的基礎(chǔ)上，提出了一種改進(jìn)的優(yōu)化方法。最后，通過(guò)仿真驗(yàn)證了改進(jìn)的方法可以準(zhǔn)確地檢測(cè)出電流極性，優(yōu)化的方法還具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、計(jì)算量小等優(yōu)點(diǎn)。

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Current polarity detection in dead time compensation of SVPWM inverter

ZHANGZhan,GAOZhaoyang

( School of Electrical Engineering and Automation, Henan Polytechnic University, Jiaozuo 454000, China )

ThedeadtimecompensationofSVPWMinverterwasanalyzed.Amethodforcurrentpolaritydetectionwasproposedtosolvetheproblemthatthecurrentpolaritycannotbeaccuratelyjudgedbecausethecurrentcontainsharmonicsdistorted.Comparedwiththecompensationmethodthatusingcurrentvectorangletojudgethepolarityofthreephasecurrent,thismethodwasmoresimpleandeasytoimplementandin-needoflesscalculation.Thecorrectnessofthismethodwasprovedbysimulation.

inverter; compensation; polarity

2016-05-17.

張 展(1976-)，女，副教授.

TM46

A

1674-1404(2016)05-0386-05

張展,高照陽(yáng).SVPWM逆變器死區(qū)補(bǔ)償中的電流極性檢測(cè)[J].大連工業(yè)大學(xué)學(xué)報(bào),2016,35(5):386-390.

ZHANG Zhan, GAO Zhaoyang. Current polarity detection in dead time compensation of SVPWM inverter[J]. Journal of Dalian Polytechnic University, 2016, 35(5): 386-390.