張鋒，高玉良，劉驍 ，朱珂

(1. 空軍預(yù)警學(xué)院，湖北 武漢　430019； 2.中國(guó)人民解放軍95438部隊(duì)，四川 成都　610100)

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一種改進(jìn)的數(shù)字信道化DRFM系統(tǒng)設(shè)計(jì)研究

張鋒1，高玉良1，劉驍1，朱珂2

(1. 空軍預(yù)警學(xué)院，湖北 武漢430019； 2.中國(guó)人民解放軍95438部隊(duì)，四川 成都610100)

根據(jù)當(dāng)前電子對(duì)抗(ECM)系統(tǒng)所處戰(zhàn)場(chǎng)電磁環(huán)境的特點(diǎn)，提出一種將數(shù)字信道化技術(shù)與調(diào)制濾波器組技術(shù)相結(jié)合的DRFM系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法。該方法針對(duì)數(shù)字信道化DRFM常用設(shè)計(jì)方法存在的不足，對(duì)數(shù)字信道化接收機(jī)和發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了改進(jìn)，構(gòu)造出一種無(wú)“盲區(qū)”的信道劃分形式，并將調(diào)制濾波器組技術(shù)引入到系統(tǒng)設(shè)計(jì)中。改進(jìn)的DRFM系統(tǒng)具有大帶寬、全概率接收和處理同時(shí)到達(dá)信號(hào)的能力，便于硬件實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)。仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果和理論分析相一致，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的正確性，為普適性DRFM系統(tǒng)設(shè)計(jì)提供了新的思路。

DRFM；數(shù)字信道化；調(diào)制濾波器組；重疊因子；覆蓋因子；SysGen

0　引言

隨著計(jì)算機(jī)、軟件無(wú)線電和相控陣天線等技術(shù)的運(yùn)用，現(xiàn)代雷達(dá)的工作帶寬越來(lái)越寬，帶寬超過1 GHz的軍用雷達(dá)已經(jīng)投入使用。而根據(jù)Nyquist采樣定理，要無(wú)失真地恢復(fù)信號(hào)，模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digital converter,ADC)的采樣頻率必須大于信號(hào)帶寬的兩倍。然而當(dāng)采用高速ADC時(shí)，要求數(shù)字射頻存儲(chǔ)(digital radio frequency memory,DRFM)系統(tǒng)必須有更快的處理速度，遺憾的是大多數(shù)情況下FPGA無(wú)法直接處理高速ADC送來(lái)的采樣信號(hào)。另一方面，現(xiàn)代戰(zhàn)場(chǎng)電磁環(huán)境日趨復(fù)雜，同一時(shí)刻存在大量的電磁信號(hào)，如何應(yīng)對(duì)如此復(fù)雜的電磁態(tài)勢(shì)，已經(jīng)成為學(xué)者廣泛關(guān)注的問題。信道化接收機(jī)具有大瞬時(shí)帶寬、多信號(hào)實(shí)時(shí)處理能力，可實(shí)現(xiàn)監(jiān)視帶內(nèi)信號(hào)的全概率接收。怎樣用數(shù)字的方法實(shí)現(xiàn)信道化接收和發(fā)射一直以來(lái)都是研究的熱點(diǎn)和難題。

文獻(xiàn)[1-2]提出利用數(shù)字信道化實(shí)現(xiàn)信號(hào)接收，然后通過能量檢測(cè)將能量最大的一路信號(hào)做進(jìn)一步處理，這是一種寬帶接收、窄帶檢測(cè)的方法，對(duì)于寬帶跨信道信號(hào)和同時(shí)達(dá)到信號(hào)處理能力有限。文獻(xiàn)[3-4]提出利用數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)信號(hào)接收和發(fā)射，從而實(shí)現(xiàn)寬帶接收、寬帶發(fā)射，該方法具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、運(yùn)算量小的優(yōu)點(diǎn)，但是當(dāng)接收信號(hào)的帶寬超過子信道的帶寬時(shí)，重構(gòu)信號(hào)的頻譜在相鄰信道的交割點(diǎn)會(huì)出現(xiàn)“凹口”，存在跨信道的問題，此外，信號(hào)頻譜的對(duì)稱性使得該方法不適宜用于實(shí)信號(hào)。文獻(xiàn)[5]通過能量檢測(cè)的方法判斷相鄰信道的信號(hào)是否為同一信號(hào)，以此構(gòu)建動(dòng)態(tài)信道化接收機(jī)，實(shí)現(xiàn)信道的重構(gòu)，這種方法只對(duì)有信號(hào)的信道進(jìn)行處理，但是發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)固定，并沒起到減少資源的效果，同時(shí)還需要設(shè)計(jì)半帶濾波器，增加了設(shè)計(jì)的復(fù)雜性?；谝陨戏治?，本文引入覆蓋因子和重疊因子的概念,構(gòu)造一種重疊的信道劃分方法實(shí)現(xiàn)全概率接收，采用多相濾波結(jié)構(gòu)節(jié)約硬件資源，合理設(shè)計(jì)調(diào)制濾波器組實(shí)現(xiàn)信號(hào)的重構(gòu)。

1　系統(tǒng)設(shè)計(jì)

基于信道化接收和發(fā)射的DRFM系統(tǒng)一般采用如圖1所示結(jié)構(gòu)，接收信號(hào)經(jīng)過混頻和高速采樣后送入數(shù)字信道化接收機(jī)進(jìn)行分析濾波和下變頻處理，然后將檢測(cè)出的信號(hào)保存在存儲(chǔ)器中，控制器用于控制信號(hào)的讀出延時(shí)及移頻量，調(diào)制器對(duì)從存儲(chǔ)器中讀出的信號(hào)進(jìn)行多普勒調(diào)制和幅度調(diào)制，然后將信號(hào)通過信道化發(fā)射機(jī)綜合后送ADC轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)輸出。在這種結(jié)構(gòu)中數(shù)字信道化接收機(jī)和發(fā)射機(jī)多采用臨界抽取，這樣做的優(yōu)點(diǎn)很多，但不足也同樣突出，引言中已有介紹。本文在設(shè)計(jì)時(shí)仍采用圖1的總體結(jié)構(gòu)，但是對(duì)數(shù)字信道化接收機(jī)和發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，對(duì)濾波器設(shè)計(jì)進(jìn)行優(yōu)化。

1.1無(wú)“盲區(qū)”的數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)推導(dǎo)

圖1　信道化DRFM系統(tǒng)總體框圖Fig.1　General block diagram of channelized DRFM system

下面對(duì)接收機(jī)高效結(jié)構(gòu)進(jìn)行推導(dǎo)，在復(fù)信號(hào)均勻信道劃分偶型堆積排列的情況下，設(shè)第k個(gè)信道的混頻因子為ejωkn，則對(duì)應(yīng)的中心頻率

ωk=2kπ/M,k=0,1,2,….

(1)

(2)

(3)

(4)

式中：

2.2 兩組VAS評(píng)分比較 兩組治療后VAS評(píng)分較治療前明顯降低，且觀察組降低幅度大于對(duì)照組(P<0.05)，見表2。

(5)

將式(2)代入式(5)得(M為偶數(shù))：

x(n′M-p)e-j2kπ/M·(n′M)*hLP(n′M+p)=

x(n′M-p)*hLP(n′M+p)，

(6)

再將式(2)，(6)代入(4)得：

IDFT[yp(n′)].

(7)

同理可得：

x(n′M-p)·(-1)n′*hLP(n′M+p),

(8)

IDFT[yp(n′)·ejπ/M·p].

(9)

將式(7)和(9)所得高效結(jié)構(gòu)結(jié)合在一起，便可導(dǎo)出全概率接收高效結(jié)構(gòu)，如圖3a)所示。信號(hào)發(fā)射是接收的逆過程，推導(dǎo)過程相反，限于篇幅，在此不做公式推導(dǎo)，僅給出結(jié)構(gòu)，如圖3b)所示。

圖2　帶重疊的信道劃分Fig.2　Channel division of spectrum aliasing

圖3　改進(jìn)的數(shù)字信道化接收與發(fā)射高效結(jié)構(gòu)Fig.3　Improved efficient architecture of channelized receiver and transmitter

1.2調(diào)制濾波器組設(shè)計(jì)

調(diào)制濾波器組技術(shù)發(fā)展已有近30年歷史，過去大多用于語(yǔ)音和圖像編碼[7]。近年來(lái)，隨著濾波器組理論的發(fā)展和數(shù)字器件性能的逐步提升，將調(diào)制濾波器組技術(shù)應(yīng)用于雷達(dá)對(duì)抗領(lǐng)域的研究不斷增多。調(diào)制濾波器組的多相結(jié)構(gòu)如圖4所示。圖中濾波器Hk(z)和Gk(z)分別被稱為分析濾波器組和綜合濾波器組。

圖4　M通道調(diào)制濾波器組Fig.4　M channel modulated filter banks

根據(jù)調(diào)制濾波器組的理論，只要分析、綜合濾波器的多相矩陣滿足G(z)H(z)=I (I為單位矩陣)，就滿足信號(hào)完全重構(gòu)條件[8]。為設(shè)計(jì)出恰當(dāng)?shù)姆治?、綜合濾波器，使系統(tǒng)達(dá)到重構(gòu)條件，本文在設(shè)計(jì)時(shí)采用有限脈沖響應(yīng)(finite impulse response,FIR)類型濾波器，并要求分析濾波器組和綜合濾波器組滿足：

hk(m)=h0(mM+k),k=0,…，M-1，

(10)

gk(m)=h0(mM-k),k=0,…，M-1.

(11)

為抑制非鄰接信道的頻譜混疊，并且使鄰接信道轉(zhuǎn)移函數(shù)功率盡量互補(bǔ)，本文采用平方根升余弦方式來(lái)優(yōu)化設(shè)計(jì)原型濾波器[9-10]。其基本思想是根據(jù)迭代算法求出最優(yōu)h0(n)，再通過窗函數(shù)使阻帶內(nèi)具有最大衰減，而最優(yōu)的迭代算法根據(jù)以下公式求得：

htot(n)=h0(n)*h0(n),

(12)

bλ=(-1)λhtot(λM),

(13)

(14)

(15)

h0(n)=h0(n)+hcorr(n)·w(n)，

(16)

式中：htot(n)為原型濾波器系數(shù)在時(shí)域上的卷積；hcorr,λ(n) 為修正函數(shù)；w(n)為窗函數(shù)。

通常情況下，在一定的滾降系數(shù)下，經(jīng)過幾次迭代就能得到較理想的原型濾波器系數(shù)。最后，按照式(10)和(11)所示運(yùn)算關(guān)系，對(duì)原型濾波器進(jìn)行多相分解就能得到分析、綜合濾波器的系數(shù)，且分析、綜合濾波器的系數(shù)來(lái)自于同一原型濾波器，2組系數(shù)互為時(shí)域上的旋轉(zhuǎn)。圖5所示為本文設(shè)計(jì)濾波器的仿真結(jié)果。優(yōu)化后原型濾波器階數(shù)為256階，通道數(shù)為8，通帶為π/16，阻帶為π/8。從圖中可知，濾波器的阻帶衰減降到80 dB以下，能夠較好地抑制頻率混疊誤差。

圖5　濾波器設(shè)計(jì)仿真結(jié)果Fig.5　Simulation results of filter design

2　仿真實(shí)驗(yàn)

為驗(yàn)證改進(jìn)方法的有效性，進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。輸入信號(hào)為實(shí)線性調(diào)頻信號(hào)，分別對(duì)寬帶信號(hào)重構(gòu)能力、同時(shí)到達(dá)信號(hào)處理能力、多普勒調(diào)制能力進(jìn)行測(cè)試。仿真時(shí)，信號(hào)脈沖寬度為40 μs，采樣率為2 GHz，接收和發(fā)射信道數(shù)各16個(gè)，每個(gè)通道帶寬為125 MHz、采樣率為250 MHz。仿真時(shí)不考慮信號(hào)在空間的傳播時(shí)間。由于輸入信號(hào)是實(shí)信號(hào)，頻譜存在對(duì)稱性，重構(gòu)時(shí)只對(duì)一半接收信道的輸出進(jìn)行處理。

2.1寬帶信號(hào)重構(gòu)能力測(cè)試

設(shè)輸入信號(hào)中心頻率300 MHz，帶寬400 MHz，占用5個(gè)相鄰信道，接收機(jī)下變頻后的輸出時(shí)域波形和信號(hào)重構(gòu)前后頻譜對(duì)比如圖6所示。

從圖6a)可以看出，通過信道接收機(jī)后，輸入信號(hào)被下變頻至基帶，且鏡像對(duì)稱，符合實(shí)信號(hào)特點(diǎn)。由于輸入信號(hào)帶寬大于各子信道的帶寬，下變頻輸出信號(hào)落入5個(gè)相鄰信道，與理論分析相一致。從圖6b)信號(hào)重構(gòu)前后的頻譜上看，信號(hào)的輸出與輸入譜寬一致，驗(yàn)證了改進(jìn)的方法對(duì)跨信道信號(hào)具有良好的重構(gòu)能力。

圖6　寬帶信號(hào)重構(gòu)能力測(cè)試輸出Fig.6　Reconfiguration capability testing output of wideband signals

2.2同時(shí)到達(dá)信號(hào)處理能力測(cè)試

測(cè)試時(shí)將時(shí)域上重合的3個(gè)線性調(diào)頻信號(hào)輸入改進(jìn)的信道化接收機(jī)，它們中頻分別為125，250和750 MHz，對(duì)應(yīng)的帶寬分別為60，80和100 MHz，通過觀察3個(gè)信號(hào)是否從相應(yīng)的信道輸出檢驗(yàn)該DRFM系統(tǒng)對(duì)同時(shí)到達(dá)信號(hào)的檢測(cè)能力。

從圖7可以看出，分析濾波輸出信號(hào)分別落入2，3，7 3個(gè)信道，與中心頻率ωk=2kπ/M的理論分析相符，綜合后輸出信號(hào)頻譜與輸入一致。表明信號(hào)經(jīng)過該系統(tǒng)后能夠精確重構(gòu)，具備檢測(cè)同時(shí)到達(dá)信號(hào)的能力。

2.3速度欺騙干擾能力測(cè)試

3　基于Sysgen的硬件設(shè)計(jì)與仿真

Matlab只能做算法級(jí)仿真，要驗(yàn)證設(shè)計(jì)的正確性，還需要在Modelsim中進(jìn)行系統(tǒng)級(jí)仿真。本文選用SysGen工具進(jìn)行了硬件設(shè)計(jì)。SysGen[11-12]是Xilinx公司與Mathworks公司聯(lián)合開發(fā)的用于數(shù)字信號(hào)處理的系統(tǒng)級(jí)開發(fā)工具[13]，其以可視化的形式嵌入在Matlab/Simulink中，設(shè)計(jì)者在不了解HDL硬件描述語(yǔ)言的情況下也可以實(shí)現(xiàn)硬件系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，從而幫助設(shè)計(jì)者將更多的精力集中在算法的開發(fā)上。從圖3可以看出，本文設(shè)計(jì)的重點(diǎn)是對(duì)調(diào)制濾波器組和IDFT模塊進(jìn)行設(shè)計(jì)。設(shè)計(jì)時(shí)，分析、綜合濾波器組為FIR類型，使用直接型結(jié)構(gòu)，調(diào)用庫(kù)中的單級(jí)延遲模塊對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行逐級(jí)延遲，然后對(duì)延遲輸出的信號(hào)乘以響應(yīng)系數(shù)，再對(duì)各級(jí)輸出求和實(shí)現(xiàn)濾波的功能。IDFT模塊設(shè)計(jì)時(shí)考慮到通道數(shù)是2的n次方，因此采用基二算法[14-15]，運(yùn)用這種并行運(yùn)算的方法可以極大地節(jié)約硬件資源。又由于SysGen中沒有蝶形運(yùn)算單元以及不支持復(fù)數(shù)的加減法運(yùn)算而給IDFT模塊設(shè)計(jì)帶來(lái)困難。因此，首先使用mcode模塊將編寫的復(fù)數(shù)加減法函數(shù)導(dǎo)入，構(gòu)造復(fù)數(shù)加減法模塊，再針對(duì)實(shí)際需要設(shè)計(jì)了蝶形運(yùn)算單元，并按照基二算法進(jìn)行模型搭建。完成主要模塊設(shè)計(jì)后，按照?qǐng)D3所示結(jié)構(gòu)將系統(tǒng)進(jìn)行級(jí)聯(lián)，確保無(wú)誤后將設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)化為VHDL語(yǔ)言在Modelsim中進(jìn)行仿真。測(cè)試信號(hào)為線性調(diào)頻信號(hào)，參數(shù)設(shè)置與2.1中一致，圖9示出了信道化接收機(jī)輸出結(jié)果，從上至下分別為信道3～7。仿真結(jié)果與在Matlab中得到的完全一致，只是幅度上有所差異，這是由FIR濾波器系數(shù)量化取整引起的，證明了硬件設(shè)計(jì)的正確性，也說(shuō)明了改進(jìn)方法的有效性。

圖7　同時(shí)到達(dá)信號(hào)重構(gòu)能力測(cè)試輸出Fig.7　Reconfiguration capability testing output of simultaneous signals

圖8　輸入信號(hào)與附加多普勒調(diào)制輸出信號(hào)時(shí)域波形對(duì)比Fig.8　Time-domain waveform comparison between input and output with Doppler modulation

圖9　寬帶信號(hào)下變頻后在Modelsim中的仿真輸出Fig.9　Simulation results in Modelsim of down-converted wideband signal

4　結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)戰(zhàn)場(chǎng)復(fù)雜電磁態(tài)勢(shì)，提出了一種改進(jìn)DRFM系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法。與已有的信道化設(shè)計(jì)方法相比，新方法不僅保持了結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)和資源利用少的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)新方法將調(diào)制濾波器組技術(shù)引入到DRFM系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，在只設(shè)計(jì)一組濾波器的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)了信號(hào)的精確重構(gòu)，而且當(dāng)信號(hào)變化時(shí)，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)也無(wú)需改變分析和綜合濾波過程，真正實(shí)現(xiàn)了對(duì)信號(hào)的寬帶接收，寬帶處理。通過仿真，驗(yàn)證了新方法能夠兼顧大帶寬信號(hào)和同時(shí)到達(dá)信號(hào)的處理，具有實(shí)際運(yùn)用的價(jià)值。

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A Novel Design Methodology of DRFM System Based on Digital Channelization

ZHANG Feng1, GAO Yu-liang1, LIU Xiao1,ZHU Yi2

(1. Air Force Early Warning Academy,Hubei Wuhan 430019,China;2. PLA,No.95438 Troop,Sichuan Chengdu 610100,China)

Based on the current battlefield electromagnetic environment of electronic counter measures(ECM) system, a new digital radio frequency memory(DRFM) design methodology, which integrates the technique of modulated filter banks and the structure of digital channelization, is proposed. Aiming at overcoming the shortcoming of the traditional DRFM design methodologies, the methodology has improved the structure of the digital channelized receiver and Transmitter to construct a non-blindness channel division structure. Meanwhile, the methodology inducts the technique of modulated filter banks. The novel methodology has the characteristic of large-bandwidth, the entire probability interception capability and the ability of processing synchronous signals. The simulations results coincide with the theory analysis, which shows that the methodology is correct and convenient for hardware implementation, providing a new way for designing a universal DRFM.

digital radio frequency memory(DRFM); digital channelization; modulated filter bank; overlap factor; cover factor;SysGen

2015-09-06；

2015-10-22

張鋒(1983-)，男，四川綿陽(yáng)人。碩士生，研究方向?yàn)殡娮訉?duì)抗信息處理。

通信地址：712000陜西咸陽(yáng)秦都區(qū)西蘭路高干渠路西口五號(hào)E-mail：452213471@qq.com

10.3969/j.issn.1009-086x.2016.04.022

TN911.72;TN713

A

1009-086X(2016)-04-0136-08