史永勝，李曉明，高丹陽(yáng)

（1.陜西科技大學(xué)理學(xué)院，西安710021；2.陜西科技大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，西安710021）

數(shù)字控制LLC諧振全橋變換器的應(yīng)用設(shè)計(jì)*

史永勝1*，李曉明2，高丹陽(yáng)2

（1.陜西科技大學(xué)理學(xué)院，西安710021；2.陜西科技大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，西安710021）

針對(duì)模擬電源效率較低的現(xiàn)狀，提出一種基于DSP的數(shù)字電源方案。在對(duì)LLC諧振全橋變換器工作原理簡(jiǎn)單分析的基礎(chǔ)上，采用DSP TMS320F28335設(shè)計(jì)了一款輸入為DC 300 V～400 V，輸出為DC 48 V/12 A的原理樣機(jī)。利用Saber仿真軟件對(duì)其進(jìn)行仿真與調(diào)試，仿真結(jié)果與實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，本文設(shè)計(jì)的LLC全橋諧振變換器能夠在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)初級(jí)零電壓開(kāi)通（ZCS）以及次級(jí)零電流關(guān)斷（ZVS），輸出電壓紋波小于±0.5%，效率達(dá)到95%以上，滿足設(shè)計(jì)要求。結(jié)論表明，LLC諧振變換器符合電源高功率密度、高效率的發(fā)展要求。

數(shù)字電源；LLC諧振；數(shù)字信號(hào)處理器；高效率

目前，開(kāi)關(guān)電源高頻化、高效率以及高功率密度的發(fā)展要求被不斷沖擊，拓?fù)涞某霈F(xiàn)更是層出不窮。傳統(tǒng)的硬開(kāi)關(guān)技術(shù)，使得變換器效率很低，同時(shí)也給電磁兼容帶來(lái)了不可避免的麻煩［1］。在大功率二次電源中，全橋LLC諧振器具備低應(yīng)力，高效率，開(kāi)關(guān)損耗小等優(yōu)點(diǎn)。同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)原邊開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通（ZVS），副邊整流二極管的零電流關(guān)斷（ZCS）［2-3］。

數(shù)字控制技術(shù)是通過(guò)程序編寫(xiě)實(shí)現(xiàn)控制方案，這種控制技術(shù)將會(huì)是電源控制技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)［4-6］。

基于此，這里采用DSP TMS320F28335設(shè)計(jì)了一臺(tái)輸入為DC300-400V，輸出為DC48V/12A的原理樣機(jī)，并通過(guò)Saber仿真［8-9］，對(duì)試驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行分析驗(yàn)證。

1　LLC諧振全橋變換器的基本工作原理

圖1為L(zhǎng)LC諧振全橋變換器的主電路拓?fù)?。該電路諧振腔包括：勵(lì)磁電感Lm、諧振電感Lr、諧振電容Cr。

這里我們定義Lr、Cr為第一諧振頻率［10］：

由Lr、Cr和Lm組成第二諧振頻率為：

這里我們令fs為諧振變換器的工作頻率。

圖1　LLC諧振全橋變換器主電路拓?fù)?/p>

LLC諧振全橋變換器通過(guò)改變開(kāi)關(guān)頻率（PFM）來(lái)調(diào)節(jié)輸出能量的大小保證輸出電壓的穩(wěn)定。大量文獻(xiàn)都把LLC諧振變換器分為3種工作模式。當(dāng)fs＞f1時(shí)，其工作狀態(tài)類(lèi)似于串聯(lián)諧振（SRC）；當(dāng)fs=f1時(shí)，該狀態(tài)可以認(rèn)為是f1＞fs＞f2的一種特殊情況，此時(shí)的勵(lì)磁電感Lm不參與諧振，端電壓被鉗位，實(shí)現(xiàn)整流二極管ZCS關(guān)斷。當(dāng)f1＞fs＞f2時(shí)，電路工作能夠?qū)崿F(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)ZVS以及ZCS，從而得到較高的效率。圖2為L(zhǎng)LC諧振全橋變換器電路在第3種模式工作的主要波形。

圖2　LLC諧振全橋變換器電路的主要波形

2　LLC諧振全橋變換器設(shè)計(jì)

只有對(duì)諧振腔內(nèi)部參數(shù)進(jìn)行合理的優(yōu)化才能夠保證變換器實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管ZVS和整流二極管ZCS。

本文參數(shù)設(shè)定：Uin=300 V～400 V（其中Umin= 234 V、Umax=396 V）；Uout=48 V；Iout=12 A；fs=100 kHz；整流二極管導(dǎo)通壓降Uf=1.5 V。

2.1主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

（1）計(jì)算變壓器變比為：

根據(jù)實(shí)際情況，這里取N為9。

（2）計(jì)算最大、最小輸入電壓時(shí)增益Mmin、Mmax。

（3）計(jì)算K、Q、Cr、Lr、Lm為：

首先對(duì)K值進(jìn)行選取，電路的最大增益與K值的選取成反比，若不斷增大K值，將會(huì)導(dǎo)致輸出電壓不穩(wěn)定，工頻范圍變寬，間接損害磁性元件等影響。反之，如果K值選取過(guò)小，Lm也將減小，損耗勵(lì)磁電感。綜上所示，對(duì)于K值的選取不能過(guò)大也不能過(guò)小，一般來(lái)說(shuō)選擇2.5～6.0之間為宜，本文取K值等于4。

這里取：Q=（90-95）%［Qmax1、Qmax2］min=0.3。

這里的主變壓器我們選用EE50磁芯，初級(jí)功率管選用SPP20N60C，次級(jí)整流管選用MUR3020PT快速恢復(fù)二極管，輸出濾波電容考慮到體積和成本，我們選用2個(gè)100 μF/50 V小容量的電解電容并聯(lián)而成，減小了輸出電壓的紋波［11］。

2.2基于DSP的硬件電路設(shè)計(jì)

如圖3基于DSP控制的LLC諧振全橋變換器結(jié)構(gòu)圖，主要由以下幾個(gè)部分組成：LLC諧振全橋變換器，高頻變壓器，整流電路，濾波電路，負(fù)載，采樣電路，控制電路，驅(qū)動(dòng)電路等。

本文采用的DSP芯片是研旭公司的TMS320F28335，相比于傳統(tǒng)的TMS320F2812，TMS320F28335不僅成本低性能高而且具有ePWM模塊，ePWM模塊的集成度非常高，是我們應(yīng)用DSP進(jìn)行實(shí)時(shí)控制的重要部分。

通過(guò)霍爾采樣電路和AD轉(zhuǎn)換器將Ip、I0、U0采樣后送入TMS320F28335中。其中DSP內(nèi)部的INA1、INA3、INA5端口分別對(duì)應(yīng)Ip、U0和I0。DSP通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路來(lái)驅(qū)動(dòng)主功率的4個(gè)MOS管保證輸出的穩(wěn)定。其內(nèi)部的ePWM1、ePWM2端口輸出死區(qū)時(shí)間500 ns的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)頻率的大小。采用雙環(huán)控制方法，通過(guò)對(duì)不同時(shí)間段的電流電壓進(jìn)行采樣，LLC諧振全橋電路能夠根據(jù)反饋量自動(dòng)調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)頻率使其工作于諧振頻率附近。使得LLC諧振全橋電路在寬負(fù)載范圍內(nèi)提高了效率。

圖3　基于DSP控制的LLC諧振全橋變換器結(jié)構(gòu)圖

2.2.1驅(qū)動(dòng)電路

驅(qū)動(dòng)電路性能的高低在LLC諧振全橋變換器中直接影響系統(tǒng)整機(jī)效率和穩(wěn)定性。驅(qū)動(dòng)MOS管的電壓是由數(shù)字芯片DSP產(chǎn)生。由于DSP28335所提供的PWM電壓遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于MOS管的開(kāi)啟電壓，且提供的電流不能夠驅(qū)動(dòng)MOS管，由此可以看出驅(qū)動(dòng)電路承上啟下的作用。這里同樣要注意的是：全橋變換電路中四個(gè)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)是不共地的。所以DSP輸出的信號(hào)必須經(jīng)過(guò)轉(zhuǎn)換，隔離后才能作為開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

2.2.2采樣電路

為了確保輸出電壓的恒定，通過(guò)采樣電路采樣輸出電壓電流和初級(jí)電流，并將其做為反饋信號(hào)送入DSP的AD口，從而形成內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為電壓環(huán)的雙環(huán)控制系統(tǒng)。本文使用基于霍爾電壓和電流傳感器的采樣電路。

2.2.3保護(hù)電路

為了保證上電人員的人身安全以及元器件使用壽命，我們需要對(duì)電路進(jìn)行輸入電壓過(guò)壓、欠壓保護(hù)和輸出過(guò)流保護(hù)。當(dāng)輸入電壓過(guò)低或者輸出過(guò)流時(shí)，主電路可能進(jìn)入容性區(qū)，導(dǎo)致ZVS的丟失，從而造成開(kāi)關(guān)管損壞。當(dāng)輸入電壓過(guò)高時(shí)，可能影響到主電路中的開(kāi)關(guān)管承受過(guò)高的電壓，影響開(kāi)關(guān)管使用壽命。

另外，在上電過(guò)程中，我們有必要在直流輸入電壓設(shè)備兩端并聯(lián)一個(gè)450 V/1 000 μF的大電容、高阻值的電阻以及2.15 A/250 V的保險(xiǎn)管，確保輸入端的絕對(duì)安全。

2.3軟件部分設(shè)計(jì)

2.3.1數(shù)字控制整體流程

主程序和中斷響應(yīng)服務(wù)程序組成了系統(tǒng)的主要軟件部分。DSP芯片內(nèi)部具有兩個(gè)事件管理器。如圖4所示，主程序主要實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的初始化與設(shè)置，包括：常量設(shè)置，變量，I/O端口，中斷向量，A/D模塊，EPWM模塊中關(guān)鍵寄存器的設(shè)置。系統(tǒng)初始化后，循環(huán)等待中斷；系統(tǒng)的控制主要由A/D中斷響應(yīng)服務(wù)程序完成。在A/D中斷中調(diào)用PI調(diào)節(jié)程序完成控制量的計(jì)算與輸出量的更新。

圖4　主程序流程圖

2.3.2A/D中斷服務(wù)程序

A/D轉(zhuǎn)換的觸發(fā)方式有很多種，如：S/W、EPWM、外部中斷觸發(fā)、CPU時(shí)鐘源TIMES0/1/2、ADCINT1/2等。A/D中斷子程序是數(shù)字控制最重要的一環(huán)。本文采用的是ePWM周期中斷啟動(dòng)A/D轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換完成后將產(chǎn)生A/D中斷，并執(zhí)行相應(yīng)的程序。在A/D中斷服務(wù)程序中，主要完成PID計(jì)算，其影響著整個(gè)系統(tǒng)的性能，圖5為中斷服務(wù)程序流程圖。

圖5　A/D中斷服務(wù)程序流程圖

2.3.3數(shù)字PI的實(shí)現(xiàn)

PID控制算法的時(shí)域控制規(guī)律為：

其中：Kp為控制器的比例系數(shù)；Ti為控制器的積分時(shí)間，也稱積分系數(shù)；Td為控制器的微分時(shí)間，也稱微分系數(shù)；e（t）為PID控制器的輸入；u（t）為PID控制器的輸出。

對(duì)其做拉普拉斯變換，可得到PID控制的S域傳遞函數(shù)有：

令Ki=KpT/Ti，KD=KpT/T，則有

首先我們需要將模擬PID算法進(jìn)行離散化處理，通過(guò)采樣點(diǎn)的偏差來(lái)計(jì)算控制量。這里設(shè)采樣周期為10 μs，差分方程為：

其中，e（n）為采樣誤差，e（n）=Vf-Vref，Vf為電壓采樣值，Vref為電壓給定參考值。因?yàn)镈SP28335是通過(guò)改變周期寄存器中的值來(lái)改變頻率，此處的u（n）為周期寄存器的值。

PI調(diào)節(jié)器的算法流程如圖6。判斷u（n）時(shí)，先判斷u（n-1）是否已經(jīng)超出限制范圍，若u（n-1）> umax則只積累負(fù)偏差；如果u（n）＜umin則積累正偏差。通過(guò)這種改進(jìn)PI算法來(lái)確保變換器穩(wěn)定工作。

圖6　算法流程圖

3　實(shí)驗(yàn)仿真與分析

在Saber模型庫(kù)中選取相對(duì)應(yīng)的模型對(duì)整體電路進(jìn)行搭建［12］。為了驗(yàn)證本設(shè)計(jì)具有高效率的特性。本文研制了一臺(tái)基于DSP TMS320F28335的全橋LLC諧振變換器樣機(jī)，設(shè)計(jì)參數(shù)如下：

輸入電壓：Vin=300 V DC～400 V DC；輸出額定功率：Po=576 W；輸出直流電壓：Vo=48 V DC；輸出直流電流：Io=12 A；輸出電壓紋波：<±0.5%；效率：不低于95%；工作頻率：fS=100 kHz。

用Saber對(duì)第3種工作模式（f1＞fs＞f2）進(jìn)行仿真，得到電路的主要工作波形如圖7所示。圖7為滿載時(shí)MOS管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)、漏源極電壓、勵(lì)磁電流（實(shí)線）和諧振電流（虛線）的波形。從圖中可以看出，MOS管實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)關(guān)。

在一個(gè)工作周期內(nèi)可分為8個(gè)工作模態(tài)，由于前4個(gè)模態(tài)與后4個(gè)模態(tài)機(jī)理一致，故圖中僅標(biāo)注了四個(gè)階段，以下對(duì)其進(jìn)行簡(jiǎn)單的分析：

當(dāng)t=t0時(shí)：開(kāi)關(guān)管Q1與Q3實(shí)現(xiàn)ZVS，變壓器原邊承受正向電壓，整流二極管DR1開(kāi)通。勵(lì)磁電感端電壓鉗位在nVo，不參與諧振過(guò)程，勵(lì)磁電感電流im呈直線上升，諧振電流ir以正弦的形式升高，輸入電壓通過(guò)整流二極管DR1向負(fù)載傳遞能量。

當(dāng)t=t1時(shí)：ir等于im，Lm上的電壓不再被鉗位。此刻Lm參與諧振。由于Lm＞＞Lr，因此諧振周期變長(zhǎng)，可認(rèn)為在這段時(shí)間內(nèi)的電流ir基本保持不變。

當(dāng)t=t2時(shí)：Q1與Q3關(guān)斷，諧振電流ir對(duì)Q1及Q3的結(jié)電容開(kāi)始充電，而Q2及Q4的結(jié)電容開(kāi)始放電；

當(dāng)t=t3時(shí)：Q1與Q3的漏源電壓Vds1和Vds3上升到輸入電壓Vin，Q2與Q4的漏源電壓Vds2、Vds4下降到零，為Q2及Q4的零電壓開(kāi)通準(zhǔn)備條件。電流ir以正弦形式變化，勵(lì)磁電流im呈直線變化，變壓器副邊的DR2導(dǎo)通。由于在此階段中，勵(lì)磁電感上的電壓此時(shí)再次被輸出鉗位，所以，參與諧振的僅有電感Lr和電容Cr。

圖7　Saber仿真LLC諧振全橋變換器電路的波形

如圖8所示，輸出電壓的仿真結(jié)果為48.4 V，輸出電壓紋波小于±0.5%，達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。

圖8　輸出電壓波形

4　實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖9為基于DSP控制的LLC諧振全橋變換器的實(shí)物圖，其包括主電路，DSP TMS320F28335和基于霍爾傳感器的采樣電路。將其與控制電路、驅(qū)動(dòng)電路依次連接，并進(jìn)行上電測(cè)試。

圖9　全橋LLC諧振變換器實(shí)物圖

由圖10可以看出，MOS管關(guān)斷時(shí)，其漏源電壓緩慢上升，MOS管開(kāi)通時(shí)，其漏源電壓降為零，實(shí)現(xiàn)了ZVS。但圖中可以看出，漏源極電壓波形存在震蕩。震蕩的原因：其一和變壓器的寄生參數(shù)有關(guān)，漏感的影響很大，其二和PI參數(shù)有關(guān)。后續(xù)工作中，我們可以通過(guò)更換一個(gè)內(nèi)阻比較小的開(kāi)關(guān)管來(lái)緩解此問(wèn)題，但是無(wú)形中成本壓力增加。也可以在開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路上加一個(gè)反向的開(kāi)關(guān)二極管來(lái)緩解。

這里我們給出上電測(cè)試后的輸出電壓紋波。由圖11可知輸出電壓紋波小于±0.5%，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖10　MOS管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)和漏源極電壓波形

圖11　輸出紋波U0

當(dāng)變換器工作在f1＞fs＞f2的頻率范圍內(nèi)時(shí)，其實(shí)際工作效率隨著輸入電壓的不斷增加而增加；直至變換器的輸入電壓超過(guò)380V時(shí)，效率開(kāi)始下降。其原因是變換器工作的諧振頻率點(diǎn)超過(guò)了f1的頻率，此時(shí)的副邊二極管存在反向恢復(fù)問(wèn)題，使得損耗增加，效率降低。綜上所述，當(dāng)輸入電壓工作在380V±0.5%附近時(shí)，效率達(dá)到最高，此時(shí)的工作頻率理論上等于f1，圖12為不同輸入電壓時(shí)效率的測(cè)試數(shù)據(jù)圖。

圖12　不同輸入電壓時(shí)效率的測(cè)試數(shù)據(jù)圖

5　結(jié)論

本文介紹了LLC諧振全橋變換器的工作原理，采用DSP TMS320F28335設(shè)計(jì)了一款輸入為DC 300 V～400 V，輸出為DC 48 V/12 A的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具備低應(yīng)力，高效率，開(kāi)關(guān)損耗小等優(yōu)點(diǎn)。在控制方面用DSP代替之前的控制芯片（MC33067），使得效率達(dá)到95%以上，很好的驗(yàn)證了開(kāi)關(guān)電源高功率密度和高效率的特點(diǎn)［13-14］。

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史永勝（1964-），男，漢族，陜西西安人，教授，主要研究方向?yàn)楣怆娖骷c電源技術(shù)，shiys@sust.edu.cn；

李曉明（1991-），男，漢族，陜西西安人，陜西科技大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院在讀碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)技術(shù)，346107665@qq.com。

Application Design of LLC Resonant Full-Bridge Converter Based on Digital Control*

SHI Yongsheng1*，LI Xiaoming2，GAO Danyang2
（1.College of Science，Shaanxi University of Science&Technology，Xi'an 710021，China；2.College of Electrical and Information Engineering，Shaanxi University of Science&Technology，Xi'an 710021，China）

In order to improve the efficiency of analog switching power supply，the design of digital power based on DSP is proposed.This paper analyzes the theory of LLC resonant converter that takes the full-bridge as the main circuit.A program for the full-bridge converter based on DSP TMS320F28335 is introduced.Finally a prototype of 300 V～400 V input，48 V/12 A output was fabricated and tested.Saber software has been used to simulate and debug the full-bridge LLC resonate convertes in the design proceeding.The design of digital control and software system are given.ZCS and ZVS can be maintained in full load.The output ripple is less than 0.5%，efficiency is more than 95%，both of them achieve the design requirements.The result proved that the Full-bridge LLC resonant converter confirms the development trend of the power supply with the higher power density and efficiency.

digital power；LLC resonant；DSP；high efficiency

TM461

A

1005-9490（2016）02-0298-07

EEACC：1230B；1290B10.3969/j.issn.1005-9490.2016.02.012

項(xiàng)目來(lái)源：國(guó)家自然科學(xué)基金青年項(xiàng)目（51102159）；陜西科技大學(xué)博士專項(xiàng)基金項(xiàng)目（BJ08-07）

2015-04-29修改日期：2015-06-04