朱偉峰　葛新靈　趙健鵬

【摘 要】本文主要介紹了一種干涉儀比相法瞬時測頻技術及設計實現(xiàn)，首先介紹了干涉儀比相法瞬時測頻的基本工作原理，并給出了具體實現(xiàn)電路及實際測試結果，并對測頻誤差進行了分析。

【關鍵詞】瞬時測頻；比相法；測頻誤差

0 前言

一講到對信號頻率的測量，人們自然就想到利用具有窄帶中頻特性的外差式接收機搜索測頻，外差式接收機的技術特色是把頻帶較寬的高頻信號變換到固定的、窄帶的中頻信號。然而，由于外差式接收機測頻需要通過掃描本振搜索信號，如果信號存在的時間很短，接收機可能來不及截獲信號，當然也就無法測出信號的頻率，因此外差接收機測頻不是瞬時測頻體制。

瞬時測頻要求是寬開，即接收機不能在頻域上搜索，在規(guī)定頻率范圍內的信號首先必須在短時間進入接收機。瞬時測頻常采用的方法包括信道法、鑒頻法、干涉儀比相法等，本文介紹的瞬時測頻組件采用了干涉儀比相法，具有相對簡單且測頻靈敏度高的優(yōu)點。

1 工作原理

干涉儀比相法瞬時測頻的基本思想是將頻率信息轉換成相位信息，再根據相位推算信號的頻率。將頻率信息轉換成相位信息可以通過讓信號分別通過不同長度傳輸線獲得，此時兩路信號的相位差正比于頻率和兩條傳輸線的電長度差。可以用下式表達：

ΔΦ=（2πl(wèi)/c）f（1）

由于相位不便于直接測量，需要轉化為幅度信息，鑒相器（干涉儀）就是將相位差轉化成幅度的部件。同時為了消除輸入信號功率對鑒相器輸出的影響，需要使用兩個鑒相器進行正交鑒相。其工作原理如圖1所示，兩路輸出分別為D1=AsinΔΦ、D2=AcosΔΦ。不難得出相位差信息，即：

ΔΦ=arctan（D1/D2）（2）

圖 1 干涉儀比相法瞬時測頻原理

一般正交鑒相器生成正弦、余弦變化的信號后，工程實現(xiàn)上很少直接按式（2）求反三角函數(shù)，可以首先分別進行A/D采樣量化處理，并對量化結果按照一定的規(guī)則進行編碼，最后將二進制頻率信息碼輸出。

2 設計與實現(xiàn)

A.主要設計考慮

測頻精度：為了在較寬的頻帶內獲得較高的測頻精度，必須采用較長的相移線來獲得更大的頻相轉換比率，這樣在整個帶寬內必然會引起相位信息的重復，即造成測頻模糊問題，須采用長短基線的方法解決，短基線在被測頻率范圍內具有引起的相移是唯一的，長基線提供了較高的頻相轉換比率從而保證測頻的精度，根據頻率的帶寬、要求的精度等因素可以確定長短基線的數(shù)量。

瞬時測頻組件測頻精度影響因素：干涉儀的數(shù)量、進制關系、鑒相誤差等。其中鑒相誤差是干涉儀數(shù)量與進制關系確定的重要因素，鑒相誤差的主要來源可以分為三個部分：頻相轉換、信號干涉及取出干涉結果時引入的相位誤差。

頻相轉換部分電路移入的相位誤差主要由功分器不平衡（1度）和電路不匹配（相位誤差的計算公式如下）造成。

Δ≤arcsin（8x■）

x=■（3）

由（3）式可以計算出：當駐波比小于1.3，相位誤差一般小于5度。

信號干涉時引入的相位誤差主要來自I/Q鑒相電路的不平衡性，對于目前較為成熟的I/Q鑒相器一般相位不平衡性約3度。

取出干涉結果時引入的相位誤差主要由ADC電路部分采樣的分辨率有關，由此帶來的相位誤差和上述兩個方面相比可以忽略。綜合上述分析，單個測頻單元的相位誤差約9度，這就要求在一個周期（360度）內最多分區(qū)個數(shù)不能超過40個，考慮到設計裕度，本設計低位碼采用32個區(qū)間，同時長基線在被測頻率范圍內（f1～f2，帶寬800MHz）共形成5個周期，即共160個區(qū)間，最小測試頻率（測頻精度）為Δf=800MHz/160=5MHz。

測頻靈敏度：測頻靈敏度主要取決于測頻組件的噪聲系數(shù)及信號處理帶寬。相對于單通道的接收組件，多通道組件在設計時必須考慮多通道功分電路引入的損耗，組件前端設計了50dB高增益低噪聲限幅放大器以降低后端電路損耗引入噪聲以及及被測信號幅度變化帶來的影響，同時設計高性能帶通濾波器以便濾除帶外噪聲，達到提升靈敏度的目的。信號處理帶寬越窄測頻靈敏度越高，但同時亦會降低瞬時測頻速度，因此在設計時需要綜合考慮兩方面因素，信號處理帶寬選擇為10MHz。

B.組件的組成與電路設計

本文提出的瞬時測頻組件組成主要包括：限幅放大濾波電路、功率分配電路、相移網絡、AD采樣及編碼電路等。組成框圖如圖2所示。

限幅放大濾波電路采用了高增益約50dB低噪聲放大器與微帶平行耦合線帶通濾波器實現(xiàn)，很好的保證了組件的噪聲系數(shù)特性及帶外雜散信號的濾除。

圖2 比相法瞬時測頻組件的組成

瞬時測頻中一個很關鍵的組成部分是相移網絡，它完成頻率信息到相位信息的轉換，是設計時必須重點考慮的。為了在要求測試頻帶內獲得較高的測頻精度，必須采用足夠大的頻相轉換比，需要使用長基線；同時為了消除測頻結果的多值性，需要使用短基線。經對測頻誤差的要求、實際電路的相位一致性等多種因素綜合考慮，本組件采用了兩個基本干涉儀測頻單元實現(xiàn)，并對長、短基線相移網絡電路特性進行仿真計算。

3 測試結果與誤差分析

經過對瞬時測頻組件的測試，組件測頻靈敏度達到-75dBm，測頻精度為5MHz，測頻速度小于100ns。同時對組件高低溫下的穩(wěn)定性進行了測試，在高溫時輸入信號為-75dBm時，部分頻率測頻誤差略有惡化，約為8MHz，測試結果如圖3所示。

分析：由圖3可以看出，在射頻信號輸入功率-75dBm時，測頻誤差基本上在5MHz以內，部分頻率點高溫下誤差超過8MHz，分析其中原因：一是，I/Q鑒相器本振功率高溫下變小，造成鑒相器損耗增加，可以通過提高本振輸出功率解決；二是，存在干擾信號，包括射頻以及數(shù)字電路部分，通過增加濾波電路、屏蔽，將數(shù)字電路與模擬電路隔離解決。

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