，　李東野，　孫毅超，　趙劍鋒，　黃允凱

(1.南京理工大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，江蘇 南京 210094；2.東南大學(xué) 電氣工程學(xué)院，江蘇 南京 210096)

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一種三相級(jí)聯(lián)型電力電子變壓器及其控制策略研究季振東

1，李東野2，孫毅超2，趙劍鋒2，黃允凱2

(1.南京理工大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，江蘇 南京 210094；2.東南大學(xué) 電氣工程學(xué)院，江蘇 南京 210096)

針對(duì)直流微網(wǎng)的并網(wǎng)問(wèn)題，設(shè)計(jì)一種三相級(jí)聯(lián)型電力電子變壓器，高壓交流輸入級(jí)采用星形級(jí)聯(lián)型H橋拓?fù)?，低壓直流輸出?jí)使用輸出并聯(lián)的隔離式雙向主動(dòng)全橋結(jié)構(gòu)。在直接接入交流配電網(wǎng)的同時(shí)，為分布式能源提供了一個(gè)穩(wěn)定的直流接口。文中針對(duì)兩級(jí)分別設(shè)計(jì)了閉環(huán)的控制方法，特別是對(duì)于高壓級(jí)的星形級(jí)聯(lián)型拓?fù)涮岢隽艘环N簡(jiǎn)單的相間和相內(nèi)直流側(cè)平衡控制方法。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了上述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略的可行性和有效性。

直流微網(wǎng)；電力電子變壓器；級(jí)聯(lián)型變流器；直流側(cè)平衡控制

0　引　言

近年來(lái)，由于能源緊缺和環(huán)境問(wèn)題，越來(lái)越多的分布式發(fā)電接入電網(wǎng)。但分布式發(fā)電單元具有不可調(diào)度，間歇性功率波動(dòng)以及雙向潮流等特點(diǎn)，這給電網(wǎng)帶來(lái)了不穩(wěn)定因素，也對(duì)電網(wǎng)調(diào)度提出了新的挑戰(zhàn)，嚴(yán)重制約了其在電力系統(tǒng)中的發(fā)展[1]。為了解決上述問(wèn)題并充分發(fā)揮分布式發(fā)電的作用和價(jià)值，研究人員提出了新的分布式能源的構(gòu)架——微網(wǎng)。

微網(wǎng)將各種分布式能源、儲(chǔ)能單元、負(fù)荷以及監(jiān)控保護(hù)裝置組合起來(lái)，具有靈活的可調(diào)度性能，并能夠滿足并網(wǎng)和離網(wǎng)兩種運(yùn)行模式[2-3]。目前有兩種存在形式，即直流微網(wǎng)和交流微網(wǎng)。由于直流微網(wǎng)不需要對(duì)電壓的相位和頻率進(jìn)行跟蹤控制，與交流微網(wǎng)相比，它的控制較為簡(jiǎn)單且可靠性也較強(qiáng)。同時(shí)，直流微網(wǎng)提高了電網(wǎng)的傳輸效率，一方面它減少了由無(wú)功功率引起的線路損耗，另一方面它僅通過(guò)一級(jí)變換器便能與分布式發(fā)電電源及負(fù)載連接[4-5]。因此，直流微網(wǎng)更適合分布式能源和負(fù)載的接入。

本文將針對(duì)直流微網(wǎng)的并網(wǎng)設(shè)計(jì)三相高壓交流輸入低壓直流輸出的兩級(jí)式電力電子變壓器，擬在高壓輸入級(jí)采用三相CHB(Cascaded H-bridge)，低壓輸出級(jí)使用并聯(lián)DAB(Dual Active Bridge)變換器。其中，高壓級(jí)的多直流電壓平衡控制為控制的重要環(huán)節(jié)。一些文獻(xiàn)研究了單相級(jí)聯(lián)型變流器的平衡控制方法[7-11]，但并不能直接用于三相星形級(jí)聯(lián)型變流器拓?fù)洹Ｔ谖墨I(xiàn)[6]、文獻(xiàn)[12] 中，提出的算法是針對(duì)三相級(jí)聯(lián)型STATCOM，但是三相被分別處理，故而相間的平衡是不能控制的。本文擬提出一種簡(jiǎn)單的控制方法用于平衡三相級(jí)聯(lián)型拓?fù)涞南嚅g和相內(nèi)平衡。在低壓級(jí)，本文擬在DAB移相控制的基礎(chǔ)上[15-16]，提出一種輸出并聯(lián)的多DAB均流控制策略。最終，通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)在不同條件下對(duì)控制方法的可行性和有效性進(jìn)行驗(yàn)證。

1　電力電子變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文設(shè)計(jì)的電力電子變壓器正是針對(duì)直流微網(wǎng)并網(wǎng)所提出的，它在將直流微網(wǎng)與交流配網(wǎng)相隔離的同時(shí)，也為分布式電源提供了一個(gè)穩(wěn)定的直流接口。如圖1所示，光伏、燃料電池、儲(chǔ)能等直流微電源和直流負(fù)載通過(guò)DC/DC變換器直接或間接接入直流母線，同時(shí)風(fēng)電等交流微電源和交流負(fù)載通過(guò)DC/AC變換器接入。

圖2所示的是電力電子變壓器中的功率模塊的電路。它由兩部分組成，H橋整流器和DAB變換器。圖3為基于上述模塊設(shè)計(jì)的電力電子變壓器整體結(jié)構(gòu)圖。這種電力電子變壓器具有模塊化、易于實(shí)現(xiàn)的特點(diǎn)，而且可以使用不同的級(jí)聯(lián)單元數(shù)以擴(kuò)展至不同的電壓等級(jí)。

圖1　用于直流微網(wǎng)的電力電子變壓器Fig.1　PET used in DC micro-grid

圖2　電力電子變壓器中的功率模塊Fig.2　Circuit diagram of a modular block in PET

圖3　三相級(jí)聯(lián)型電力電子變壓器的電路結(jié)構(gòu)Fig.3　Circuit configuration of three-phase cascaded PET

對(duì)應(yīng)于功率模塊中的兩級(jí)，整個(gè)電力電子變壓器也分為兩級(jí)。高壓級(jí)中的三相級(jí)聯(lián)型結(jié)構(gòu)除了用于功率因數(shù)校正和輸入電流正弦化的目的外，還需要調(diào)節(jié)各個(gè)直流側(cè)的電壓穩(wěn)定在指令值。這一級(jí)中每個(gè)功率模塊可以產(chǎn)生三種輸出電壓：+UDC，0，-UDC。比如產(chǎn)生輸出電壓-UDC，開關(guān)Si2和Si3是閉合狀態(tài)；產(chǎn)生零電壓輸出，開關(guān)Si1,Si3或者Si2,Si4是閉合的。n個(gè)H橋可以產(chǎn)生2n+1輸出電平，故而這一級(jí)的輸出線電壓為4n+1電平。當(dāng)n=3，開關(guān)狀態(tài)可以組合出電壓0，±UDC，±2UDC，±3UDC，±4UDC，±5UDC，±6UDC。

低壓級(jí)由并聯(lián)的DAB變換器構(gòu)成，這些DAB變換器的輸入側(cè)連接于高壓級(jí)不同的直流側(cè)，并在輸出側(cè)互相并聯(lián)。這一級(jí)的控制目標(biāo)不僅要讓輸出側(cè)直流電壓保持在期望值，而且要實(shí)現(xiàn)各模塊的功率均衡分配以便于高壓級(jí)各H橋的功率平衡。在該級(jí)中，直流電壓被轉(zhuǎn)換成方波，從而耦合到高頻變壓器的副邊，然后形成輸出的直流電壓。雙H橋使得能量可以雙向流動(dòng)，所以PET能夠連接于直流微網(wǎng)中的分布式發(fā)電，負(fù)載和儲(chǔ)能裝置。

由于PET的這兩級(jí)有著各自的控制目標(biāo)，故而兩級(jí)的控制方法可以分開進(jìn)行研究，且利于優(yōu)化以提高整體的控制性能。

2　電力電子變壓器的控制策略

2.1三相星形CHB變換器的電壓平衡控制

電力電子變壓器的高壓級(jí)為n級(jí)級(jí)聯(lián)的H橋整流器，通過(guò)借助開關(guān)函數(shù)Si，可以得到該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中各單相的數(shù)學(xué)模型：

(1)

(2)

式中：us,is為電網(wǎng)側(cè)相電壓和輸入線電流；L為裝置的并網(wǎng)電抗；C,R,Udci分別為各H橋的直流母線的電容、負(fù)載以及電壓。

開關(guān)函數(shù)Si定義如下：

Si=Si1Si4-Si2Si3。

(3)

其中，Si1～Si4為i級(jí)H橋中四個(gè)開關(guān)管的工作狀態(tài)，取值為0或1。從而可以得到開關(guān)函數(shù)Si的三種可能的取值：-1，0，1。

由于單相級(jí)聯(lián)H橋的各模塊所流過(guò)的電流是一致的，故而從網(wǎng)側(cè)可以將它們當(dāng)作一個(gè)整體，進(jìn)而可以借鑒普通單相PWM整流器的傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制進(jìn)行研究。如果各H橋的參數(shù)完全一致，傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制方法可以無(wú)改動(dòng)地用于三相級(jí)聯(lián)型變換器。但是電力電子器件的不平衡傳導(dǎo)和開關(guān)損耗，驅(qū)動(dòng)脈沖的不同延時(shí)，控制電路內(nèi)在的延時(shí)和負(fù)載的不平衡等因素[13]，會(huì)造成了直流側(cè)電壓的不平衡。由于三相星形級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)中的三相電流間存在耦合關(guān)系，故而該結(jié)構(gòu)除了存在單相內(nèi)的直流側(cè)電壓不平衡問(wèn)題，還有三相之間的直流側(cè)電壓不平衡。

圖4　三相級(jí)聯(lián)型拓?fù)涞目刂瓶驁DFig.4　Control diagram for three-phase CHB converter

圖5　有功電流獨(dú)立控制方法Fig.5　Active currents separate control method

圖6　相間直流側(cè)電壓平衡控制Fig.6　Interphase DC voltages balancing control

圖7　相內(nèi)直流電壓平衡控制Fig.7　Inphase DC voltages balancing control

使用CHB變換器常用的一種調(diào)制方法，載波移相脈寬調(diào)制方法(phase shift pulse-width modulation,PSPWM)[14]。圖8是級(jí)聯(lián)單元數(shù)n=3時(shí)的變換器各橋臂的調(diào)制方案。us是調(diào)制波，Vix為圖2所示的IGBT橋臂Six的載波。各個(gè)相鄰的載波錯(cuò)開時(shí)間為Tc1/2n,其中Tc1為載波周期值。三相結(jié)構(gòu)中的同一層H橋?qū)?yīng)橋臂使用同一個(gè)載波。載波頻率決定了IGBT的開關(guān)頻率，單相CHB的等效開關(guān)頻率是開關(guān)頻率的2n倍。等效開關(guān)頻率的提高不僅提高了輸出電壓及電流波形的正弦度，也減小了并網(wǎng)的所需電抗值。

圖8　載波移相PWM調(diào)制方法Fig.8　PSPWM modulation method

2.2并聯(lián)型隔離DAB的均流控制

DAB變換器由雙H橋和中間隔離的高頻變壓器組成。圖9是控制DAB產(chǎn)生的主要波形，其中的變量定義見圖2。第一個(gè)H橋產(chǎn)生占空比50%的方波電壓Vc1至高頻變壓器的原邊，同時(shí)連接于副邊繞組的第二個(gè)H橋產(chǎn)生一個(gè)同樣的波形Vc2?？紤]到高頻變壓器可控漏抗Lk存在，能夠通過(guò)控制Vc1和Vc2之間的移相角δ來(lái)改變變壓器漏抗上產(chǎn)生電壓Vk，從而控制電流ik以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)[15-16]。

圖9　隔離式雙向主動(dòng)全橋的控制Fig.9　Control of isolated DAB converter

根據(jù)文獻(xiàn)[17]，推導(dǎo)出具體的傳遞功率值：

(4)

其中:Udc和Uo分別為DAB模塊的輸入及輸出的直流側(cè)電壓；Lk為高頻變壓器的漏感值；Tc2為方波電壓的周期值。

由于各個(gè)并聯(lián)DAB變換器在變壓器參數(shù)(變比，漏抗等)和輸入側(cè)的直流電壓存在不同，這會(huì)造成各單元傳送功率的不均衡。而功率不平衡在全功率運(yùn)行等條件下會(huì)導(dǎo)致過(guò)流故障的發(fā)生。故而，并聯(lián)DAB的控制一方面要滿足輸出側(cè)電壓的穩(wěn)定，另一方面是要實(shí)現(xiàn)各個(gè)并聯(lián)DAB變換器的均流。如圖10所示，提出的控制方法使用了一個(gè)電壓環(huán)和3n個(gè)電流環(huán)。其中，Uo是輸出電壓的實(shí)時(shí)值，iref為各個(gè)電流環(huán)公用的電流指令值，ioi和δi分別為各個(gè)變換器輸出的直流電流和使用的移相角。

圖10　并聯(lián)DAB變換器的控制Fig.10　Control of output-parallel DAB converters

3　仿真結(jié)果

為了對(duì)設(shè)計(jì)的三相級(jí)聯(lián)型電力電子變壓器和控制方法的可行性和有效性進(jìn)行驗(yàn)證，在Matlab/Simulink下進(jìn)行了仿真。仿真系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3所示，PET是基于三相3 kV(50 Hz)電網(wǎng)設(shè)計(jì)的3串結(jié)構(gòu)。表1為對(duì)應(yīng)于圖2功率模塊的參數(shù)。

表1　仿真中的單元參數(shù)

3.1三相星形CHB變換器的仿真

第一個(gè)仿真是在不平衡條件下驗(yàn)證PET的高壓級(jí)。由于CHB變換器中的不平衡因素都可以等價(jià)成直流側(cè)并聯(lián)型負(fù)載[13]，仿真是在不同直流側(cè)接入不同負(fù)載下進(jìn)行的。

仿真中，各單元的初始負(fù)載均為80 Ω。在0.2 s時(shí)，A2，A3，B1，B2的負(fù)載發(fā)生了突變，各自變化為RA2=40 Ω，RA3=160 Ω，RB1=40 Ω，RB2=48 Ω。圖11～圖14是仿真波形圖。如圖11所示，不平衡控制方法能夠消除直流側(cè)負(fù)載突變帶來(lái)的影響。圖12顯示了三相中有功和無(wú)功功率的分配情況，各相中的有功功率可以根據(jù)負(fù)載進(jìn)行調(diào)節(jié)，無(wú)功功率的作用是用于三相有功電流的獨(dú)立控制。

圖11　各單元直流側(cè)電壓波形Fig.11　The waveforms of DC voltages

從圖12和圖13可以看出，方法中的三相之間的直流側(cè)平衡控制是以犧牲功率因數(shù)和輸入電流的不平衡度為代價(jià)的。圖14是CHB變換器A相交流側(cè)的輸出電壓波形，為七電平波形。

圖12　三相中的有功和無(wú)功分配圖Fig.12　Active and reactive power distribution in three phase

圖13　輸入電流波形Fig.13　Input currents of CHB converter

圖14　CHB變換器的A相輸出電壓波形Fig.14　CHB converter output voltage of phase A

3.2電力電子變壓器的整體仿真

圖15～圖17是針對(duì)電力電子變壓器整體的仿真波形。t=0 s時(shí)，PET在輸出直流側(cè)所帶的負(fù)載Ro=20 Ω，此時(shí)能量從交流側(cè)流向直流側(cè)。為了模擬分布式發(fā)電，在t=0.2 s時(shí)，將1 200 V的直流電壓源通過(guò)5 Ω的電阻接入輸出的直流側(cè)。從波形中可以看出，PET能夠?qū)崿F(xiàn)雙向傳輸能量并保持輸出穩(wěn)定，且具有較好的動(dòng)態(tài)性能。圖18為輸出并聯(lián)的各DAB模塊中的漏感電流，可以看出穩(wěn)定運(yùn)行的同時(shí)低壓級(jí)的均流控制策略亦較好地得以實(shí)現(xiàn)。

圖15　PET的輸出電壓Fig.15　Output voltage of PET

圖16　A相的輸入電壓和電流Fig.16　Input voltage and current of phase A

圖17　PET的輸入電流Fig.17　Input currents of PET

圖18　各并聯(lián)DAB模塊的漏感電流波形Fig.18　Leakage Currents of output-parallel DAB modules

4　實(shí)　驗(yàn)

為了進(jìn)一步對(duì)提出的控制方法進(jìn)行驗(yàn)證，使用三個(gè)如圖2所示的單元組成了N=1的三相星型結(jié)構(gòu)的試驗(yàn)平臺(tái)?？刂葡到y(tǒng)使用了主從控制模式，主控制器采用了DSP+FPGA的構(gòu)架，用于實(shí)現(xiàn)主控算法和控制信號(hào)下發(fā)，而用于生成PWM脈沖的各功率單元的從控制器是基于CPLD實(shí)現(xiàn)的，主從控制采用光纖連接的方式。由于試驗(yàn)條件的限制，使用三相調(diào)壓器連接三相級(jí)聯(lián)并網(wǎng)逆變器進(jìn)行低壓試驗(yàn)。具體參數(shù)為：并網(wǎng)電抗器為2 mH，輸入級(jí)和輸出級(jí)的直流電容值均為2 000 μF，變壓器變比1∶1，漏抗2 mH；輸入級(jí)開關(guān)頻率為3.2 kHz，輸出級(jí)為4 kHz，輸入級(jí)和輸出級(jí)直流側(cè)指令電壓均為52 V。

圖19和圖20所示的是輸入級(jí)的直流側(cè)平衡控制的實(shí)驗(yàn)波形。此實(shí)驗(yàn)中輸出級(jí)的DAB模塊不工作，各相H橋單元負(fù)載不同，RA=40 Ω，RB=23 Ω，RC=50 Ω，可以看到在啟動(dòng)前直流側(cè)處于不同的電壓值，經(jīng)過(guò)直流側(cè)平衡控制，三相各直流側(cè)均到達(dá)指令值并保持平衡。但此時(shí)電流處于不平衡狀態(tài)，是由于無(wú)功電流分量注入所導(dǎo)致的，與仿真結(jié)果一致。

圖19　CHB變換器的各直流側(cè)電壓Fig.19　DC voltages of CHB converter

圖20　CHB變換器的輸入電壓和電流Fig.20　Input voltage and currents of CHB converter

圖21和圖22為PET整機(jī)的實(shí)驗(yàn)波形，去除輸入級(jí)的不平衡負(fù)載，在輸出級(jí)的直流側(cè)連接10 Ω的電阻負(fù)載。圖21所示的為能量正向流動(dòng)時(shí)的PET的輸入電壓、電流以及輸出的直流側(cè)電壓波形，可以看出A相的電網(wǎng)電壓與電流同相位，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)整流以及直流側(cè)電壓的穩(wěn)定。圖22為能饋狀態(tài)下的PET實(shí)驗(yàn)波形，是通過(guò)輸出直流側(cè)接入可調(diào)壓的不控整流橋進(jìn)行的。從圖22可以看出，穩(wěn)定后電流相位與電網(wǎng)電壓反向，實(shí)現(xiàn)了能量回饋，直流側(cè)仍能保持平衡且具有較好的動(dòng)態(tài)性能，能夠?qū)崿F(xiàn)分布式發(fā)電的接入。

圖21　PET整機(jī)實(shí)驗(yàn)波形Fig.21　Experimental waveforms of PET

由于實(shí)驗(yàn)裝置的單元數(shù)有限，為了體現(xiàn)級(jí)聯(lián)效果，將三個(gè)單元串聯(lián)形成n=3的單相級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，參數(shù)與前面一致，可得到圖23的七電平實(shí)驗(yàn)波形，圖中CH1和CH2分別對(duì)應(yīng)網(wǎng)側(cè)電壓和電流。CH3為高壓級(jí)逆變器的七電平輸出電壓，CH4為PET的輸出直流側(cè)電壓。

圖22　PET能饋時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.22　Experimental waveforms of PET with energy-feedback

圖23　單相三級(jí)級(jí)聯(lián)波形Fig.23　Waveforms of cascaded number N=3

5　結(jié)　論

針對(duì)直流微網(wǎng)的并網(wǎng)問(wèn)題，本文設(shè)計(jì)了一種三相級(jí)聯(lián)型電力電子變壓器，分別針對(duì)其兩級(jí)提出了各自的閉環(huán)控制方法。對(duì)于高壓級(jí)，在傳統(tǒng)H橋整流器的雙閉環(huán)PI控制的基礎(chǔ)上，提出了一種簡(jiǎn)單的三相直流側(cè)平衡控制方法，很好的實(shí)現(xiàn)了直流側(cè)的相間和相內(nèi)平衡；對(duì)于低壓級(jí)，利用并聯(lián)DAB的均流控制方法以實(shí)現(xiàn)各個(gè)單元的功率均衡。通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)充分驗(yàn)證了控制方法的可行性和有效性。本文所設(shè)計(jì)的電力電子變壓器有利于推動(dòng)基于直流微網(wǎng)的分布式發(fā)電的廣泛應(yīng)用。

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(編輯：劉素菊)

Research on a three-phase cascaded power electronic transformer and its control strategy

JI Zhen-dong1,LI Dong-ye2,SUN Yi-chao2,ZHAO Jian-feng2,HUANG Yun-kai2

(1.School of Automation,Nanjing University of Science and Technology,Nanjing 210094,China;2.School of Electrical Engineering,Southeast University,Nanjing 210096,China)

A three-phase cascaded power electronic transformer (PET) is designed for grid-connected DC micro-grid.It consists of star-connected cascaded H-bridge (CHB) converters at the input stage and output-parallel isolated dual active bridges (DAB) at the output stage.The proposed PET can be directly connected to high-voltage distribution network and provide a stable DC interface for distribute generation (DG).The closed-loop control methods were respectively designed for the two stages,in which a simple control method was proposed to balance inphase and interphase DC voltages of star-connected CHB converter in particular.The feasibility and validity of the proposed PET and its control strategy are verified by simulation and experiment.

DC micro-grid；power electronic transformer；cascaded H-bridge；DC voltage balancing

2013-05-07

國(guó)家自然科學(xué)基金(51477030)；江蘇省產(chǎn)學(xué)研前瞻性聯(lián)合研究項(xiàng)目(BY2014127-15)

季振東(1986—)，男，博士，講師，研究方向?yàn)楦邏捍蠊β孰娏﹄娮蛹夹g(shù)、新能源并網(wǎng)發(fā)電、電力電子變壓器；

李東野(1987—)，男，博士研究生，研究方向?yàn)槎嚯娖诫娏﹄娮幼兞髌骷夹g(shù)、電力電子變壓器；

季振東

10.15938/j.emc.2016.08.005

TM 461

A

1007-449X(2016)08-0032-08

孫毅超(1987—)，男，博士研究生，研究方向?yàn)槎嚯娖诫娏﹄娮幼兞髌骷夹g(shù)、電力電子變壓器；

趙劍鋒(1972—)，男，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用；

黃允凱(1977—)，男，博士，副教授，研究方向?yàn)樘胤N電機(jī)理論分析、設(shè)計(jì)與研制等方面。