尹靖元　金新民　楊　捷　李金科　曹天植

(1.中國科學院電工研究所　北京　100190 2.北京交通大學國家能源主動配電網(wǎng)技術研發(fā)中心　北京　100044 3.華北電力科學研究院有限責任公司　北京　100086)

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開繞組電機驅(qū)動用雙三電平逆變器的共模電壓差抑制

尹靖元1金新民2楊捷2李金科2曹天植3

(1.中國科學院電工研究所北京100190 2.北京交通大學國家能源主動配電網(wǎng)技術研發(fā)中心北京100044 3.華北電力科學研究院有限責任公司北京100086)

開繞組電機驅(qū)動用雙三電平逆變器拓撲在中壓大功率變頻驅(qū)動領域具有較好的優(yōu)勢。針對共直流源的開繞組拓撲共模電壓差抑制的問題，提出了一種基于零序注入的SPWM調(diào)制策略，將兩組逆變器的調(diào)制矢量互差120°后分別注入幅值相同的三次零序電壓，保證系統(tǒng)任意時刻的低頻和高頻共模電壓差均為零。在此基礎上為了解決中點電壓脈動問題，需要進一步的零序電壓注入，同時不影響系統(tǒng)共模電壓差抑制。文中通過仿真和實驗證明了該調(diào)制策略的可行性和有效性。

開繞組電機雙三電平逆變器共模電壓差零序注入中點平衡

0　引言

結合脈寬調(diào)制的多電平技術已經(jīng)被廣泛地應用于中高壓大功率變換器中，并在輸配電網(wǎng)、交通運輸和新能源等領域得到了迅速的推廣[1，2]。在高壓大功率場合經(jīng)常采用H橋級聯(lián)型逆變器拓撲，但對于同樣電壓等級和同樣單管耐壓等級，需要串聯(lián)的器件數(shù)量較多，同時需要結構復雜的曲折變壓器。為了解決上述問題，一種驅(qū)動開繞組電機的雙端逆變器供電的拓撲結構被提出，該拓撲將電機的定子繞組打開，由兩組逆變器分別供電。

開繞組電機已經(jīng)被廣泛地應用在電機驅(qū)動領域。早期關注點主要在于開繞組拓撲良好的容錯能力[3，4]。隨著研究的進一步深入，開繞組拓撲在其他方面的優(yōu)勢也逐漸呈現(xiàn)出來，例如在多電平驅(qū)動中，同等電平條件下其拓撲的復雜程度得到明顯的降低[5]；同電動機采用三角形聯(lián)結方式比較，在相同開關器件條件下可提升功率等級；同電動機采用星形聯(lián)結方式比較，在相同電壓等級條件下，可以降低器件耐壓程度，或者說在相同開關器件條件下提升電機電壓等級，實現(xiàn)中壓電機的驅(qū)動[6]；同時開繞組拓撲在電動汽車領域和光伏發(fā)電領域都有其應用的空間[7，8]。

采用兩組獨立直流電源的雙逆變器拓撲在相同功率等級、相同電平數(shù)條件下，可以降低系統(tǒng)成本，如圖1a所示。圖1a拓撲可以產(chǎn)生線電壓九電平的PWM波，但是同傳統(tǒng)NPC五電平拓撲相比較，鉗位二極管的數(shù)量明顯減少，對中點平衡控制相對簡單，通過調(diào)制波與載波的配合可以等效提升系統(tǒng)開關頻率，在高基波頻率下有較為明顯的優(yōu)勢。該系統(tǒng)由于沒有零序通路，使得其不存在零序電流，但是需要提供獨立的直流電源。

圖1　開繞組電機雙逆變器拓撲Fig.1　Topology of open-end winding motor with dual converter

另一方面，共直流電源的開繞組拓撲也有其獨特的優(yōu)勢，如圖1b所示。同獨立直流源比較省略了一組直流源，變壓器結構也更為簡單，在功率等級要求不高但為提升效率成本而又要求中壓電機時，單直流電源是一種較好的解決方案，并且該拓撲具備良好的容錯能力[9]，本文針對圖1b拓撲展開研究。圖1b共直流源拓需要解決系統(tǒng)零序電流問題，因為零序通路的存在使得系統(tǒng)必須具備抑制零序電流的能力，才能在保證波形質(zhì)量的同時防止電機飽和；同時該拓撲還需要解決中點平衡問題，保證在中點電位平衡條件下系統(tǒng)仍沒有零序電流。

文獻[10，11]給出了開繞組兩電平的共模電壓差抑制方法，其可以作為三電平共模電壓差抑制的基礎；文獻[12]通過對三電平開繞組合成矢量劃分，采用無共模電壓差的矢量合成最終給定矢量，起到對零序電流的抑制作用，但其沒有從調(diào)制波角度分析兩組逆變器對合成共模電壓差的影響，同時該控制方法計算量較為復雜；文獻[13]給出了抑制共模電壓條件下的中點平衡方法，其思路來源于文獻[12]，且無法滿足單周期內(nèi)對中點平衡的抑制。本文提出基于零序注入的抑制共模電壓差調(diào)制方法，通過調(diào)節(jié)兩組逆變器的基波電壓和零序電壓，實現(xiàn)對系統(tǒng)高頻和低頻共模電壓差的完全抑制；通過分析兩組逆變器對中點電位的影響，給出在無共模電壓差條件下中點平衡的控制方法。最后仿真和實驗表明了該調(diào)制策略的有效性。

1　雙逆變器拓撲共模電壓差的抑制

1.1開繞組永磁同步電機數(shù)學模型

為了簡化分析，對永磁同步電機模型進行如下假設：①忽略電機磁路飽和；②認為磁路線性；③忽略磁滯和渦流效應；④三相對稱平衡系統(tǒng)。此時永磁同步電機數(shù)學模型可表示為[14，15]

(1)

式中，va、vb、vc為電機輸出端電壓；Rs為定子繞組等效電阻；ia、ib、ic為相電流；La～Lc為繞組漏感；ea～ec為永磁電機反電動勢；方程vA1～vC1和vA2～vC2分別為兩組逆變器1和2的端電壓。

將式(1)轉變?yōu)橥叫D坐標系為

(2)

式中，ed=-ωeLqiq，eq=ωeLdid+ωeψf，vd、vq為電機端電壓d、q軸分量；id、iq為定子電流d、q軸分量；Ld、Lq為分別為d、q軸同步電感；ωe電角速度；ψf轉子磁鏈；不考慮電機反電動勢零序電壓e0=0，voffset1和voffset2為逆變器1和2的零序電壓(或是共模電壓)。在兩項旋轉坐標系下等效電路如圖2所示。

圖2　兩相旋轉坐標系下等效電路Fig.2　Rotating coordinate equivalent circuits

1.2雙逆變器拓撲空間矢量合成

圖3　雙逆變器空間矢量圖Fig.3　Space vector diagram of the dual converter

1.3共模電壓差的抑制

針對共直流源的開繞組拓撲首先需要解決的是對系統(tǒng)共模電壓差的抑制，因為零序通路的存在共模電壓會在三相中產(chǎn)生零序電流，對電機自身產(chǎn)生影響。

對于雙逆變器的開繞組結構，每組逆變器產(chǎn)生共模電壓為

(3)

考慮開關函數(shù)作用，系統(tǒng)共模電壓差可以化簡為

vCM=voffset1-voffset2

(4)

不同的開關狀態(tài)構成不同的共模電壓見表1[16]。

表1　逆變器1和逆變器2共模電壓Tab.1　Common mode voltage of two converter

以圖2c為例，不考慮電機中的零序電壓，那么變流器產(chǎn)生的三次諧波是系統(tǒng)的零序電流的來源，如果逆變器的PWM波中不含有三次分量，系統(tǒng)中自然就不會產(chǎn)生零序電流。

首先考慮兩組逆變器分別采用SPWM，將合成矢量Vs按圖4a分解成大小相等、方向相反的正弦波，兩組逆變器各自矢量Vs1和Vs2不疊加三次零序分量，這樣圖2c中voffset1和voffset2的三倍基波幅值分別為零，則系統(tǒng)中不含有零序電壓。由于沒有通過注入零序電壓來提高直流電壓利用率，此時合成矢量Vs峰值電壓最大可以達到Vdc。采用兩組逆變器調(diào)制矢量差180°無零序注入的方式盡管保證了三倍基波頻率幅值為零，但是零序電壓的高頻分量無法完全抑制為零。圖6a給出了兩組逆變器一個開關周期內(nèi)的載波與調(diào)制波比較，這里兩組逆變器的載波采用同相層疊方式(PD-SPWM，保證相電壓開關周期內(nèi)有兩次電平跳變，等效提高開關頻率一倍)。通過圖6a可以看出開關周期內(nèi)有部分矢量構成是無法完全消除共模電壓的，如起始矢量OON、NNO對應系統(tǒng)共模電壓差為-Vdc/6，說明此時系統(tǒng)共模電壓差具有高頻分量，但在開關周期內(nèi)累積相加共模電壓差為零，保證了低頻分量為零。

圖4　兩組逆變器空間矢量Fig.4　Voltage space vectors of the individual converter

圖5　無共模電壓差空間矢量圖Fig.5　Space vectors diagram with no differential value of common mode voltage

上面提到將兩組逆變器矢量互差180°，因為各自調(diào)制波中沒有零序電壓，所以系統(tǒng)中沒有零序激勵源。但從具體的開關順序分析可以看出，標紅加粗的開關序列時刻系統(tǒng)中是有高頻共模電壓差的，換句話說系統(tǒng)中是沒有三倍頻的低頻共模電壓差但高頻分量無法避免。如果采用基于零序注入的正弦波盡管含有三倍的分量，但如果兩組逆變器調(diào)制波基波相差120°后(圖4b所示)，各自逆變器的零序分量能夠相互抵消，同樣可以起到對低頻共模電壓差抑制的作用，但是對高頻分量是否有抑制作用需要從單位開關周期分析。按照圖4b所示，逆變器1矢量Vs1滯后逆變器Vs2120°，仍然滿足矢量關系Vs=Vs1-Vs2，此時兩組逆變器調(diào)制波分別疊加voffset1和voffset2的零序電壓分量，其中

(5)

其中，min1和min2表示兩組逆變器三相調(diào)制波電壓最小值，max1和max2表示最大值。由于Vs1滯后Vs2120°，將Vs1和Vs2分解到三相坐標系下任意時刻瞬時值有vA1=vB2，vB1=vC2，vC1=vA2，所以min1=min2，max1=max2，式(5)中voffset1=voffset2，疊加零序分量后，新的三相調(diào)制波為

(6)

圖6　消除共模電壓矢量順序圖Fig.6　Vectors sequence diagram with the elimination for the differential value of CM voltage

上述分析可以看出，采用兩組逆變器調(diào)制波互差120°條件下進行零序注入的方法不僅實現(xiàn)了系統(tǒng)低頻共模電壓差的抑制，同時保證了在開關周期內(nèi)任意時刻均由無共模電壓差的最近三矢量構成，實現(xiàn)了高頻低頻的完全抑制。盡管對調(diào)制波進行了零序注入，但由于角度互差120°所以對于直流電壓利用率仍為100%，合成矢量電壓峰值最大可以達到Vdc。

2　基于零序注入的中點平衡

中點平衡是開繞組拓撲需要解決的傳統(tǒng)問題，但由于采用共直流電壓拓撲，如何保證在調(diào)節(jié)中點電位的同時仍然保證系統(tǒng)共模電壓差為零是下面需要解決的問題。

仍然以圖6b順序為例，矢量為冗余矢量，分別由作用在開關周期的起始矢量OON、NOO和位于中間的PPO、OPP構成。由于其他矢量無法對中點電位進行調(diào)節(jié)，所以只需要關心這對冗余矢量對中點電壓偏移的影響即可，圖7給出了冗余矢量對中點電位的影響。其中OON、NOO狀態(tài)作用時，A、C相負載分別接到直流側的中點和負母線之間，B相負載被短路，此時中點電流iZ流出中點使得vC2電壓下降，中點電位下降；當PPO、OPP作用時，A、C相負載分別接到直流側的正母線和中點之間，B相負載被短路，此時中點電流iZ流入中點使得vC1電壓下降，中點電位升高。說明這兩對冗余矢量對中點偏移影響起到相反的作用，可以通過進一步的零序注入來實現(xiàn)對中點電位調(diào)節(jié)。

圖7　冗余小矢量對中點電位的影響Fig.7　Redundant vector impact on the neutral point

圖8　零序電壓voffset3對中點電位的影響Fig.8　Zero sequence voltage impact on the neutral point

圖8給出了開關周期零序電壓對中點電位的調(diào)節(jié)作用，虛線為初始調(diào)制波位置，實線為注入零序電壓后實際調(diào)制波位置，可以看出在一個開關周期內(nèi)通過計算得到需要調(diào)節(jié)的零序電壓voffset3，將其分別疊加在兩組逆變器各自電壓上，相當于將兩組逆變器調(diào)制波同時上移(圖中所示)或下移，進而來調(diào)節(jié)冗余矢量的在開關周期內(nèi)的配比，起到對中點電位調(diào)節(jié)的作用。由于在合成電壓中逆變器1中的voffset3和逆變器2中的voffset3相互抵消，在調(diào)節(jié)中點平衡的同時不影響系統(tǒng)共模電壓差。

因此需要如何有效地計算出voffset3。單位開關周期中由于只有O狀態(tài)產(chǎn)生中點電流，所以得到兩組逆變器三相調(diào)制波O狀態(tài)的占空比就可以得到開關周期內(nèi)流入中點的平均電流inpav

(7)

式中，imax1′、imid1′、imin1′分別表示max1′、mid1′、min1′對應相流入變流器的電流，同理imax2′、imid2′、imin2′；max1′、mid1′、min1′和max2′、mid2′、min2′為逆變器1和2調(diào)制波在疊加voffset3后的最大值、中間值和最小值。需要注意的是，由于兩組逆變器采樣同一負載電流，而負載電流對兩組逆變器中點電位影響作用剛好相反，所以逆變器2的電流采樣要在逆變器1電流基礎上符號取反。而max1′、mid1′、min1′和max2′、mid2′、min2′的關系為

(8)

式中，max1*、mid1*、min1*和max2*、mid2*、min2*為逆變器1和2調(diào)制波在疊加voffset1和voffset2后的最大值、中間值和最小值?；喌玫搅魅胫悬c的開關周期平均中點電流inpav，可以寫為

(9)

式中，s的取值范圍參照文獻[17，18]，這里不做詳解。假設上、下電容不平衡壓差為ΔV，上、下組電容的容值為C，開關頻率為f，若在一個開關周期內(nèi)需要消除不平衡壓差，即

(10)

將式(9)代入式(10)可以得到調(diào)節(jié)中點平衡所需注入的零序分量大小。

(11)

式中各變量的值為

(12)

3　仿真和實驗

使用Matlab-Simulink對開繞組電機雙三電平逆變器進行了建模仿真。其中開繞組永磁電機和變流器的建模參數(shù)按照表2選取，拓撲結構按圖1b所示。

表2　開繞組永磁電機參數(shù)Tab.2　Parameters of open-end PMSG

圖9　雙逆變器開繞組永磁電機控制框圖Fig.9　Block diagram of open-end PMSG with dual converter

(13)

(14)

圖10給出了兩組逆變器調(diào)制矢量互差180°條件下SPWM的仿真波形，可以看出系統(tǒng)共模電壓差具有高頻含量，盡管理論上不存在低頻的三次基波含量，但是高頻含量會造成系統(tǒng)中零序電流的存在，并且由于開關延遲，死區(qū)時間等原因進行誤差累積使得零序電流逐步增加，圖9中零序電流幅值可以達到6 A，機側電流出現(xiàn)直流偏置，使電機產(chǎn)生磁飽和。

圖10　互差180°無零序注入SPWM仿真波形Fig.10　Simulation waveforms of no zero sequence injection with the 180° angle difference

圖11　互差120°零序注入SPWM仿真波形Fig.11　Simulation waveforms of zero sequence injection with the 120° angle difference

圖11為兩組逆變器調(diào)制矢量采用互差120°下基于零序注入的SPWM調(diào)制方式的仿真波形。圖11a中在t0時刻之前，系統(tǒng)沒有高頻和低頻的共模電壓差，自然三相電流中不會存在零序電流，機側電流也不會出現(xiàn)直流偏置的現(xiàn)象。在t0之后，加入了中點平衡控制，使得上下組直流電壓vC1、vC2趨于平衡，不再出現(xiàn)低頻脈動；而在加入中點平衡控制后，系統(tǒng)共模電壓差也沒有因此而發(fā)生變化，仍然時刻保持為零，驗證了該控制方法在可以實現(xiàn)中點電位調(diào)節(jié)的同時對系統(tǒng)高頻低頻的共模電壓差都起到了很好的抑制作用。圖11b為直流母線在300 V條件下的機側端電壓波形，影響機側電流的變流器電壓是由逆變器1和逆變器2同時作用而成的，所以vA1B1-vA2B2呈現(xiàn)出九電平模式，此時系統(tǒng)工作在圖5中滿調(diào)制區(qū)域，既說明了開繞組拓撲在直流電壓利用率上的優(yōu)勢，又可以等效實現(xiàn)多電平模式。圖11c為直流電壓600 V時機側端電壓波形，此時系統(tǒng)調(diào)制度低，系統(tǒng)工作在圖5的內(nèi)扇區(qū)內(nèi)，合成線電壓vA1B1-vA2B2退回到五電平模式。

為了進一步驗證調(diào)制方法的正確，搭建了表2中10 kW的開繞組電機實驗平臺，所有參數(shù)同仿真條件一樣。實驗采用文中所述抑制共模電壓差的調(diào)制方法，t0時刻不加入中點平衡控制，上下兩組直流電壓不平衡同時具有較大三次脈動，t1時刻再次加入中點平衡控制，中點電位回歸平衡。在中點控制切換過程中機側電流的零序含量得到抑制，且無直流偏置現(xiàn)象，進一步說明該調(diào)制方法的正確性。

圖12　互差120°零序注入SPWM實驗波形Fig.12　Experimental waveforms of zero sequence injection with the 120° angle difference

4　結論

開繞組電機驅(qū)動用雙三電平逆變器拓撲在中壓大功率具有良好的應用前景，而本文針對共直流源的開繞組拓撲提出了對其共模電壓差抑制的調(diào)制方法。

文中通過分析開繞組電機數(shù)學模型，得出產(chǎn)生共模電壓差的激勵源。針對此共模電壓差，本文提出了基于零序注入的SPWM調(diào)制算法，讓兩組逆變器調(diào)制矢量幅值相等，空間角度相差120°，并在此基礎上分別注入相同幅值的三次零序分量，保證對系統(tǒng)低頻共模電壓差抑制的同時也消除了開關周期內(nèi)任意時刻的高頻共模電壓差。

為了解決中點電位平衡問題，本文在上述共模電壓差抑制的基礎進一步通過等幅值的零序電壓注入，實現(xiàn)了在開關周期內(nèi)對中點平衡的控制作用，同時不會產(chǎn)生低頻和高頻的共模電壓差，保證了機側電流不會因零序分量造成諧波含量高、直流偏置等現(xiàn)象。最后仿真和實驗驗證了該調(diào)制策略對系統(tǒng)共模電壓差抑制、中點平衡控制的有效性，進一步說明了開繞組電機雙三電平結構的拓撲在中壓多電平領域的優(yōu)勢。

[1]汪玉鳳，張立，褚占軍，等.載波調(diào)換調(diào)制技術在級聯(lián)多電平 SAPF 中的應用[J].電力系統(tǒng)保護與控制，2015，43(6)：14-18.Wang Yufeng，Zhang Li，Chu Zhanjun，et al.Application of carrier exchange modulation technique in multi-level cascaded SAPF[J].Power System Protection and Control，2015，43(6)：14-18.

[2]吳學智，尹靖元，楊捷，等.新型的無隔離變壓器單相光伏并網(wǎng)逆變器[J].電網(wǎng)技術，2013，37(10)：2712-2718.

Wu Xuezhi，Yin Jingyuan，Yang Jie，et al.A novel single-phase grid-connected photovoltaic inverter without isolation transformer[J].Power System Technology，2013，37(10)：2712-2718.

[3]Venugopal Reddy B，Somasekhar V T，Kalyan Y.Decoupled space-vector PWM strategies for a four-level asymmetrical open-end winding induction motor drive with waveform symmetries[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58(11)：5130-5141.

[4]Jones M，Satiawan I N W，Bodo N，et al.A dual five-phase space-vector modulation algorithm based on the decomposition method[J].IEEE Transactions on Industrial Applications，2012，48(6)：2110-2120.

[5]年珩，周義杰，李嘉文.基于開繞組結構的永磁風力發(fā)電機控制策略[J].電機與控制學報，2013，17(4)：80-85.

Nian Heng，Zhou Yijie，Li Jiawen.Control strategy of permanent magnet wind generator based on open winding configuration[J].Electric Machines and Control，2013，17(4)：80-85.

[6]Sandulescu P，Meinguet F，Kestelyn X，et al.Control strategies for open-end winding drives operating in the flux-weakening region[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29(9)：4829- 4842.

[7]李永東，肖曦.大容量多電平變換器[M].北京：科學出版社，2005.

[8]李嘉文.永磁風力發(fā)電系統(tǒng)新型拓撲及控制策略研究[D].杭州：浙江大學，2012.

[9]Meiguet F，Kestelyn X，Semail E.Fault detection isolation and control reconfiguration of three-phase PMSM drives[J].IEEE International Symposium on Industrial Electronics，2011，27(30)：2091-2096.

[10]年珩，曾恒力，周義杰.共直流母線開繞組永磁同步電機系統(tǒng)零序電流抑制策略[J].電工技術學報，2015，30(20)：40- 48.

Nian Heng，Zeng Hengli，Zhou Yijie.Zero sequence current suppression strategy for open winding permanent magnet synchronous motor with common DC bus[J].Transaction of CES，2015，30(20)：40- 48.

[11]尹靖元，金新民，楊捷.一種可實現(xiàn)兩組池板獨立 MPPT 控制的新型雙逆變器光伏并網(wǎng)變流器[J].電工技術學報，2015，30(12)：97-105.

Yin Jingyuan，Jin Xinmin，Yang Jie.A novel PV grid-connected converter with independent MPPT control for two sets of PV cells using dual series inverters topology[J].Transaction of China Electrotechnical Society，2015，30(12)：97-105.

[12]Kanchan R S，Tekwani P N，Baiju M R.Three-level inverter configuration with common mode voltage elimination for induction motor drive[J].IEE Proceedings，Electric Power Application，2005，152(2)：262-271.

[13]Kanchan R S，Tekwani P N，Gopakumar K.Three level inverter scheme with common mode voltage elimination and DC link capacitor voltage balancing for an open-end winding induction motor drive[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21(6)：1676-1683.

[14]Paul Sandulescu，F(xiàn)abien Meinguet，Xavier Kestelyn.Control strategies for open-end winding drives operating in the flux-weakening region[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29(9)：4829- 4841.

[15]唐芬，金新民，姜久春.兆瓦級直驅(qū)型永磁風力發(fā)電機無位置傳感器控制[J].電工技術學報，2011，26(4)：19-25.

Tang Fen，Jin Xinmin，Jiang Jiuchun.Sensorless control of MW-level direct-drive permanent magnet wind generator[J].Transaction of China Electrotechnical Society，2011，26(4)：19-25.

[16]朱笑聰.基于雙逆變器的開放式繞組PMSM直接轉矩控制系統(tǒng)[D].哈爾濱：哈爾濱工業(yè)大學，2011.

[17]謝路耀，金新民，吳學智.NPC基于零序注入的NPC三電平變流器中點電位反饋控制[J].電工技術學報，2012，27(12)：117-128.

Xie Luyao，Jin Xinmin，Wu Xuezhi.Neutral point voltage feedback control based on zero sequence injection for NPC three-level converter[J].Transaction of China Electrotechnical Society，2012，27(12)：117-128.

[18]謝路耀，金新民，吳學智，等.基于零序電壓注入與調(diào)制波分解的三電平脈寬調(diào)制策略[J].電工技術學報，2014，29(10)：27-37.

Xie Luyao，Jin Xinmin，Wu Xuezhi，et al.Three-level pulse width modulation strategy based on zero-sequence voltage injection and modulation-waves decomposition[J].Transaction of China Electrotechnical Society，2014，29(10)：27-37.

The Differential Common Mode Voltage Elimination of Dual Three-Level Converter for Open-End Winding Motor Drives

Yin Jingyuan1Jin Xinmin2Yang Jie2Li Jinke2Cao Tianzhi3

(1.The Institute of Electrical Engineering Chinese Academy of SciencesBeijing100190China 2.National Active Distribution Network Technology Research Center (NANTEC)Beijing Jiaotong UniversityBeijing100044China 3.North China Electric Power Research Institute Company LimitedBeijing100045China)

The topology of the dual three-level converter for the open-end winding motor reflects a better advantage in the medium voltage high power field for AC drives.For the problem of the common mode voltage elimination with the one DC source open-end topology，a sinusoidal pulse width modulation (SPWM) modulation strategy with zero sequence injection is proposed.Two converters’ modulation vectors are injected into the zero sequence voltage with the same magnitude and 120° angle difference，which ensures that the low and high frequency common-mode (CM) differential value is zero at any time.On this basis，in order to solve the neutral point voltage ripple，further zero sequence voltage injection is needed for the neutral point control with no effect on the differential value of CM suppression.Simulation and experimental results confirm the feasibility and validity of this modulation strategy.

Open-end winding motor，dual three-level converter，differential value of CM voltage，zero sequence injection，neutral point balance

2014-10-30改稿日期2015-04-21

TM464

尹靖元男，1987年生，博士，助理研究員，研究方向為新能源發(fā)電并網(wǎng)技術、大功率電機驅(qū)動技術。

E-mail：yinjingyuan@mail.iee.ac.cn(通信作者)

金新民男，1950年生，博士，教授，研究方向為電力電子與電力傳動。

E-mail：jinxm@bjtu.edu.cn