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        寬頻帶高增益共口徑雙圓極化捷變天線設(shè)計(jì)

        2016-08-25 05:39:15馬世娟王建司海峰
        電子設(shè)計(jì)工程 2016年14期
        關(guān)鍵詞:交叉極化圓極化饋電

        馬世娟,王建,司海峰

        (電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院,四川 成都 611731)

        寬頻帶高增益共口徑雙圓極化捷變天線設(shè)計(jì)

        馬世娟,王建,司海峰

        (電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院,四川 成都611731)

        為了提高低截獲概率雷達(dá)系統(tǒng)的性能,針對(duì)低截獲概率設(shè)備對(duì)發(fā)射天線的需求,文中設(shè)計(jì)了一種寬頻帶、高增益、共口徑雙圓極化天線,通過(guò)控制端口饋電方式實(shí)現(xiàn)左右旋圓極化捷變。同時(shí),該天線可通過(guò)頻率變化實(shí)現(xiàn)波束掃描與多波束功能。設(shè)計(jì)了波導(dǎo)縫隙單元結(jié)構(gòu)、19單元線陣及19×12面陣。為了抑制柵瓣的產(chǎn)生,利用介電常數(shù)為2.3的聚四氟乙烯部分填充于波導(dǎo)腔中。根據(jù)天線結(jié)構(gòu)的特殊性設(shè)計(jì)了波導(dǎo)/同軸轉(zhuǎn)接器。天線整體仿真優(yōu)化結(jié)果表明,線陣增益為19 dB,面陣平均增益為30 dB。在絕對(duì)帶寬3.75 GHz范圍內(nèi)該面陣天線的駐波比小于1.1,軸比小于3 dB,相對(duì)帶寬可達(dá)13.5%。從而簡(jiǎn)化了極化捷變天線的結(jié)構(gòu),減小了天線體積,滿足了低截獲概率雷達(dá)對(duì)發(fā)射天線的需求。

        Ka波段;波導(dǎo)縫隙;雙圓極化;極化捷變

        利用電磁波極化信息,提高雷達(dá)的低截獲概率性能、目標(biāo)檢測(cè)能力,解決當(dāng)前雷達(dá)面臨的4大威脅具有十分重要的意義。然而,雷達(dá)收發(fā)天線極化捷變對(duì)天線系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與性能指標(biāo)提出了較高的要求[1]。波導(dǎo)縫隙陣列天線由于口徑面利用率高、饋電簡(jiǎn)單、體積小、結(jié)構(gòu)緊湊、易于實(shí)現(xiàn)低副瓣與高增益等特點(diǎn),為極化捷變天線設(shè)計(jì)提供了有利條件。

        Watson率先對(duì)波導(dǎo)縫隙天線進(jìn)行研究,他的研究對(duì)后來(lái)的學(xué)者進(jìn)行探究性理論分析奠定了基礎(chǔ),同時(shí)也促使波導(dǎo)廣泛運(yùn)用到實(shí)際應(yīng)用中。Elliott對(duì)波導(dǎo)縫隙小型陣進(jìn)行理論分析,并提出3個(gè)經(jīng)典的理論方程[4-6],為設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)各種功能的波導(dǎo)縫隙天線提供重要的理論依據(jù)。文獻(xiàn)[5]中采用交叉十字型輻射單元結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)圓極化。文獻(xiàn)[6]中采用V字型開(kāi)槽形式的輻射單元實(shí)現(xiàn)左旋圓極化或右旋圓極化,但文中只提到了天線只能實(shí)現(xiàn)一種形式的圓極化即左旋圓極化或右旋圓極化,未能實(shí)現(xiàn)集左旋圓極化和右旋圓極化于一體的天線形式。文獻(xiàn)[7]中提出一種可實(shí)現(xiàn)雙圓極化平面陣天線,即兩個(gè)正交45°的傾斜縫隙依次排列組成能夠?qū)崿F(xiàn)雙圓極化的面陣結(jié)構(gòu),該文章實(shí)現(xiàn)了當(dāng)兩線陣的相對(duì)位移為-0.5時(shí)的隔離度為33.0 dB,面陣的交叉極化為-25 dB,但該種形式的面陣結(jié)構(gòu)不緊湊。

        針對(duì)上述問(wèn)題,綜合考慮天線的輻射效率、可實(shí)現(xiàn)性等因素,文中采用在波導(dǎo)上開(kāi)槽來(lái)實(shí)現(xiàn)集左旋圓極化和右旋圓極化兩種極化方式于一體的輻射結(jié)構(gòu),并將設(shè)計(jì)的波導(dǎo)縫隙線陣與波導(dǎo)/同軸轉(zhuǎn)接器組合成天線線陣整體進(jìn)行仿真及優(yōu)化,工作絕對(duì)帶寬3.5 GHz范圍內(nèi)駐波比小于2,軸比小于3 dB。同時(shí),設(shè)計(jì)了具有寬頻帶高增益的19×12的面陣,具有輻射效率高、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、結(jié)構(gòu)緊湊、高增益、窄波束等優(yōu)點(diǎn),同時(shí),該天線可實(shí)現(xiàn)在角度范圍為14°內(nèi)進(jìn)行波束掃描與多波束功能。考慮到所設(shè)計(jì)天線結(jié)構(gòu),采用垂直式波導(dǎo)/同軸轉(zhuǎn)接器對(duì)波導(dǎo)形式天線進(jìn)行饋電,為激勵(lì)出所需波型、減小駐波比以及簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu),在波導(dǎo)中加階梯阻抗變換器,使波導(dǎo)輸出特性阻抗與同軸轉(zhuǎn)換器的特性阻抗達(dá)到匹配[8]。

        1 天線單元結(jié)構(gòu)

        采用波導(dǎo)直接設(shè)計(jì)的天線加工工藝簡(jiǎn)單,輻射效率高,故本文采用波導(dǎo)設(shè)計(jì)能夠?qū)崿F(xiàn)集左旋圓極化和右旋圓極化兩種極化方式于一體的波導(dǎo)縫隙陣列天線。根據(jù)矩形波導(dǎo)尺寸指標(biāo)a為9 mm,b為5.3 mm及W為1 mm,設(shè)計(jì)的波導(dǎo)縫隙單元結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中,縫隙寬W為0.6 mm,縫隙L長(zhǎng)為6.2 mm,兩個(gè)縫隙的軸線與矩形波導(dǎo)中心線夾角Ψ均為43.6°,兩個(gè)縫隙物理尺寸的中點(diǎn)偏離矩形波導(dǎo)中心線的距離X為1.66 mm,在矩形波導(dǎo)中心線上的投影點(diǎn)間距d為姿g/4。

        圖1 波導(dǎo)縫隙單元結(jié)構(gòu)

        2 線陣設(shè)計(jì)

        在文獻(xiàn)中,波導(dǎo)縫隙線陣中各個(gè)單元尺寸和單元間距不同,采取通過(guò)調(diào)節(jié)單元之間間距的方法來(lái)補(bǔ)償由于各個(gè)單元尺寸不同而引起的相位差。為了降低設(shè)計(jì)難度與仿真分析計(jì)算時(shí)間,獲得理想的左、右旋圓極化效果,文中采取等單元尺寸和等單元間距的簡(jiǎn)單調(diào)試設(shè)計(jì)方式。為了抑制柵瓣,將介電常數(shù)為2.3的聚四氟乙烯部分填充于波導(dǎo)腔中,使單元之間的間距必須接近波導(dǎo)波長(zhǎng)姿g,并且小于自由空間中的波長(zhǎng)姿。

        利用圖1所示的波導(dǎo)縫隙單元結(jié)構(gòu),為滿足指標(biāo)要求,設(shè)計(jì)的19個(gè)單元等間距排列的天線線陣,尺寸為160.8 mm× 11 mm×7.3 mm,其結(jié)構(gòu)如圖2所示。同時(shí),為實(shí)現(xiàn)該天線的頻率掃描,采取行波陣形式的設(shè)計(jì)方法,即在天線終端接匹配負(fù)載,使波導(dǎo)處于行波狀態(tài),縫隙被行波激勵(lì),從而天線在較寬頻帶范圍內(nèi)保持良好的匹配。通過(guò)改變工作頻率,實(shí)現(xiàn)波束掃描所需的單元間相位差。

        圖2 線陣結(jié)構(gòu)

        利用電磁仿真軟件Ansoft HFSS對(duì)設(shè)計(jì)的線陣進(jìn)行仿真與優(yōu)化,從該線陣天線的右側(cè)端口進(jìn)行饋電時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)左旋圓極化,從左側(cè)端口饋電時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)右旋圓極化。經(jīng)仿真優(yōu)化后該線陣的駐波比 (VSWR)在絕對(duì)帶寬3.5 GHz頻率范圍,VSWR小于1.1。

        從左側(cè)端口進(jìn)行饋電時(shí),在XY面內(nèi),天線輻射方向圖3 dB波瓣寬度內(nèi)的軸比小于3 dB,交叉極化小于-15 dB;在偏離XZ面θ角度(XY面內(nèi)最大增益值偏離的角度)的面內(nèi),天線輻射方向圖3 dB波瓣寬度內(nèi)的軸比小于3 dB,交叉極化小于-15 dB。當(dāng)頻率為中心頻率時(shí),XY面內(nèi)的主極化與交叉極化方向圖如圖3所示,主極化右旋圓極化增益為19.08 dB,最大增益值出現(xiàn)在-4°,其副瓣電平為6.05 dB,交叉極化為-16.50 dB,由此可以看出該線陣天線具有較高的極化效率。

        圖3 中心頻率處的主極化增益和交叉極化增益方向圖

        從右側(cè)端口饋電時(shí),其仿真分析結(jié)果與左側(cè)端口饋電時(shí)一致,均滿足設(shè)計(jì)要求。

        3 波導(dǎo)/同軸轉(zhuǎn)接器設(shè)計(jì)

        為了對(duì)線陣進(jìn)行饋電,本節(jié)設(shè)計(jì)了一種部分填充介電常數(shù)為2.3的聚四氟乙烯的矩形波導(dǎo)的/同軸轉(zhuǎn)接器,采用波導(dǎo)寬邊同軸探針耦合方式對(duì)波導(dǎo)縫隙線陣進(jìn)行激勵(lì),以實(shí)現(xiàn)同軸與波導(dǎo)的阻抗匹配。利用HFSS計(jì)算的波導(dǎo)口的特性阻抗值Z1為236 Ω。采用標(biāo)準(zhǔn)SMA接頭,其內(nèi)導(dǎo)體外徑d為1.27 mm,外導(dǎo)體內(nèi)徑D為4.13 mm,填充介電常數(shù)為2.08的聚四氟乙烯。為實(shí)現(xiàn)同軸線與矩形波導(dǎo)阻抗匹配,采用階梯阻抗變換器中的等波紋式阻抗變換器。

        同軸線與矩形波導(dǎo)的特性阻抗比為:

        其中,Z1為輸出端矩形波導(dǎo)特性阻抗,Z0為輸入端同軸線特性阻抗。

        中心波長(zhǎng)為:

        其中,姿g1與姿g2分別為最低工作頻率與最高工作頻率對(duì)應(yīng)的波長(zhǎng)。

        該阻抗變換器的分?jǐn)?shù)帶寬Wq為:

        根據(jù)切比雪夫響應(yīng)的N節(jié)1/4波長(zhǎng)阻抗變換器的波紋頻響特性[8]

        經(jīng)計(jì)算分析與仿真優(yōu)化后,矩形波導(dǎo)階梯高度bi分別為0.45 mm,1.11 mm,1.87 mm,2.18 mm,據(jù)此建立波導(dǎo)/同軸轉(zhuǎn)換器的仿真結(jié)構(gòu)如圖4所示。

        其中,ρmax為頻帶內(nèi)允許的最大輸入駐波比。取N=4,求出各階梯的阻抗值Zi分別為236 Ω,160 Ω,108 Ω,74 Ω,然后根據(jù)矩形波導(dǎo)階梯高度與阻抗的關(guān)系

        圖4 波導(dǎo)/同軸轉(zhuǎn)接器整體結(jié)構(gòu)

        由于標(biāo)準(zhǔn)SMA接頭工作截止頻率在18 GHz左右,超出本文設(shè)計(jì)的天線的工作頻率范圍,導(dǎo)致同軸接頭內(nèi)部產(chǎn)生高次模,使轉(zhuǎn)接器的反射系數(shù)增大。為解決上述問(wèn)題,利用介電常數(shù)較小的空氣代替波導(dǎo)壁中高度為h的聚四氟乙烯,從而使式(6)中的截止頻率fc增大。

        其中,c為光速,εr填充介質(zhì)介電常數(shù)。

        經(jīng)HFSS仿真優(yōu)化后,設(shè)計(jì)的波導(dǎo)/同軸轉(zhuǎn)換器的駐波比在工作頻率內(nèi)小于2。

        為降低法蘭盤對(duì)天線輻射方向圖的影響,將波導(dǎo)縫隙線陣端口延長(zhǎng)29.8 mm,并與設(shè)計(jì)的波導(dǎo)/同軸轉(zhuǎn)接器組合。仿真優(yōu)化結(jié)果表明,當(dāng)工作頻率為中心頻率時(shí),天線主極化與交叉極化增益方向圖如圖5所示,其最大增益為17.2 dB,副瓣電平為4.8 dB,輻射方向圖3 dB波瓣寬度內(nèi)軸比小于3 dB。

        圖5 中心頻率處的主極化和交叉極化增益方向圖

        4 面陣設(shè)計(jì)

        由12根波導(dǎo)縫隙線陣組成尺寸為160.8 mm×120 mm× 7.3 mm的面陣,其結(jié)構(gòu)如圖6所示,其中相鄰線陣共用波導(dǎo)壁。利用HFSS對(duì)設(shè)計(jì)的面陣進(jìn)行仿真優(yōu)化與分析。當(dāng)工作頻率絕對(duì)帶寬3.75 GHz范圍內(nèi)時(shí),該面陣天線中間兩個(gè)端口的駐波比均小于1.1。該面陣天線中間兩個(gè)端口的反射系數(shù)均小于-30 dB。

        圖6 面陣結(jié)構(gòu)圖

        利用泰勒分布綜合編程求得每個(gè)端口的激勵(lì)幅度,并對(duì)面陣右側(cè)的12個(gè)端口進(jìn)行同相饋電,實(shí)現(xiàn)左旋圓極化。從右側(cè)端口饋電時(shí),在XY面內(nèi)不同頻點(diǎn)處的主極化 (LHCP,實(shí)線)與交叉極化(RHCP,虛線)的歸一化增益如圖7所示。由圖7可以看出,該面陣天線的交叉極化為-25 dB,且可實(shí)現(xiàn)從+12°到-2°的波束掃描。仿真分析表明,在工作頻率范圍內(nèi),該面陣天線輻射方向圖3 dB波瓣寬度內(nèi)的軸比均小于3 dB。

        圖7 不同頻點(diǎn)處的主極化和交叉極化增益

        利用泰勒分布綜合編程求得每個(gè)端口的激勵(lì)幅度,對(duì)面陣左側(cè)的12個(gè)端口同相饋電,能夠?qū)崿F(xiàn)右旋圓極化。在面陣左側(cè)端口饋電時(shí),XY面內(nèi)不同頻點(diǎn)處的主極化 (RHCP,實(shí)線)和交叉極化(LHCP,虛線)的歸一化增益如圖8所示。由圖8可以看出,該平面陣天線可實(shí)現(xiàn)從-12°到+2°的波束掃描。并且仿真結(jié)果表明,在工作頻率范圍內(nèi),該面陣天線輻射方向圖3dB波瓣寬度內(nèi)的軸比均小于3 dB。

        5 結(jié)束語(yǔ)

        共口徑雙圓極化捷變天線采用行波陣天線形式實(shí)現(xiàn)不同頻率時(shí)具有不同角度的偏移來(lái)達(dá)到頻率掃描的功能,仿真結(jié)果顯示從面陣右端進(jìn)行等幅同向饋電時(shí)可實(shí)現(xiàn)左旋圓極化,從面陣的左端進(jìn)行饋電時(shí)可實(shí)現(xiàn)右旋圓極化,同時(shí)也可實(shí)現(xiàn)從-12°到+2°的頻率掃描。絕對(duì)帶寬3.75 GHz范圍增益約為30 dB。該波導(dǎo)平面陣天線易于實(shí)現(xiàn)共形,為雷達(dá)收發(fā)極化捷變天線的設(shè)計(jì)提供了技術(shù)參考。

        圖8 不同頻點(diǎn)處的主極化和交叉極化增益

        [1]曾清平,董天臨,萬(wàn)山虎.極化雷達(dá)的發(fā)展動(dòng)態(tài)與極化信息的應(yīng)用前景[J].系統(tǒng)工程與電子技術(shù),2003(6):669-673.

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        [3]Elliott R S.An Improved Design Procedure for Small Array of Shunt Slots[J].IEEE Transaction on Antennas and Propagation,1983,31(7):48-54.

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        [8]李嗣范.微波元件原理與設(shè)計(jì)[M].北京:人民郵電出版社,1982.

        The design of wideband high gain co-caliber dual circular polarization-agile antenna

        MA Shi-juan,WANG Jian,SI Hai-feng
        (School of Electronic Engineering,University of Electronic Science and Technology of China,Chengdu 611731,China)

        In order to improve the performances of low probability of intercept(LPI)radar systems,for meeting the needs of LPI equipment to the transmit antenna,a wide bandwidth,high gain,total diameter dual circularly polarized antenna is designed in this paper.,the polarization agility can be realized by controlling the port feed method.The design antenna can be achieved with a beam scanning and multi-beam function by changing frequency.Waveguide slot unit structure,line array composed by 19 units and plane array composed by 12 line arrays are designed.The use of Teflon with dielectric constant of 2.3 is filling into the waveguide cavity to suppress grating lobes.According to the particularity of the antenna structure,a waveguide and coaxial adapter is designed to feed.The overall optimization of antenna simulation results show that,the gain of line array is 19 dB and the average gain of plane array is 30 dB.The VSWR is below 1.1 at the absolute bandwidth of 3.75 GHz,and the relative bandwidth is up to 13.5%.The designed antenna simplifies the structure of the polarization agility antenna,reduces the antenna size,which meets the needs of LPI radar transmitting antenna.

        Ka-band;waveguide slot;dual circular polarization;polarization agility

        TN819.1

        A

        1674-6236(2016)14-0097-04

        2015-08-03稿件編號(hào):201508009

        馬世娟(1989—),女,山東濰坊人,碩士研究生。研究方向:天線理論分析與設(shè)計(jì)。

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