陸楊軍　邢　巖　吳紅飛　張君君（江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（南京航空航天大學(xué)） 南京　210016）

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寬電壓范圍雙移相控制多倍壓高增益軟開(kāi)關(guān)隔離升降壓變換器

陸楊軍邢巖吳紅飛張君君
（江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（南京航空航天大學(xué)） 南京210016）

提出一種適用于寬電壓范圍、低電壓輸入應(yīng)用場(chǎng)合的多倍壓高增益軟開(kāi)關(guān)隔離升降壓變換器及其控制方法。通過(guò)將倍壓型雙有源橋變換器與倍壓整流電路相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)了高增益隔離升降壓變換。通過(guò)采用雙移相控制策略，使得一次、二次側(cè)開(kāi)關(guān)管能夠在寬電壓和寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，且二極管都可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷、無(wú)反向恢復(fù)損耗。變壓器漏感可以作為能量傳輸電感的一部分，不存在漏感引起的電壓尖峰問(wèn)題，且一次側(cè)開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力鉗位在輸入電壓，二次側(cè)開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力僅為輸出電壓的一半，器件電壓應(yīng)力低。詳細(xì)分析了變換器的工作原理、控制策略和特性，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出拓?fù)浼捌淇刂品椒ǖ恼_性和有效性。

高增益雙移相控制策略軟開(kāi)關(guān)寬電壓范圍多倍壓電路

0　引言

隨著環(huán)境污染和能源危機(jī)問(wèn)題日益嚴(yán)重，太陽(yáng)能、燃料電池、風(fēng)能等清潔、可再生的新能源發(fā)電技術(shù)成為解決這些問(wèn)題的研究熱點(diǎn)。對(duì)于單相220 V交流電網(wǎng)，全橋式并網(wǎng)逆變器的直流母線電壓一般為380 V，而光伏的輸出電壓一般小于50 V，且由于受到環(huán)境因素的影響，電壓會(huì)在較寬范圍內(nèi)波動(dòng)，因此需要適合寬電壓范圍的高增益直流變換器提升電壓等級(jí)來(lái)滿足后級(jí)并網(wǎng)逆變器的需求［1-3］。

傳統(tǒng)Boost變換器實(shí)現(xiàn)高增益輸出時(shí)，主控開(kāi)關(guān)管占空比趨近1，極短的關(guān)斷時(shí)間將導(dǎo)致電感電流峰值和有效值增大，導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗增加，變換器效率低，同時(shí)變換器抗輸入電壓擾動(dòng)能力及動(dòng)態(tài)性能差［4-7］。因此傳統(tǒng)Boost變換器不適用于寬電壓范圍的高增益應(yīng)用場(chǎng)合。耦合電感型直流變換器通過(guò)設(shè)定耦合電感的匝比，可以實(shí)現(xiàn)高輸出電壓增益［8-10］。但耦合電感存在漏感，若處理不慎，在開(kāi)關(guān)管上會(huì)引起很大的電壓尖峰，增大器件的電壓應(yīng)力，漏感能量需要額外的吸收電路，導(dǎo)致電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜。開(kāi)關(guān)電容變換器利用倍壓電路可以獲得很高的輸出電壓增益［11-14］，其缺點(diǎn)是開(kāi)關(guān)器件將承受很大的脈動(dòng)電流，使導(dǎo)通損耗增大。同時(shí)電路升壓能力受限于電路結(jié)構(gòu)，在實(shí)現(xiàn)更高電壓增益時(shí)，開(kāi)關(guān)電容數(shù)目增多，電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜。隔離型變換器中，雙有源橋（Double Active Bridge，DAB）變換器［15-18］通過(guò)采用優(yōu)化設(shè)計(jì)的雙移相控制策略，可以在較寬電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)工作，變換器利用變壓器匝比獲得高增益輸出，變壓器漏感用于能量傳輸，不存在漏感引起的電壓尖峰問(wèn)題。但僅依靠變壓器匝比實(shí)現(xiàn)高增益，一次、二次側(cè)匝數(shù)相差懸殊，變壓器不易設(shè)計(jì)且漏感大，不利于實(shí)現(xiàn)高效率。

結(jié)合雙有源橋變換器和倍壓整流電路的優(yōu)點(diǎn)，本文提出一種新型的高增益軟開(kāi)關(guān)隔離變換器，利用多倍壓整流電路實(shí)現(xiàn)高增益，同時(shí)減小變壓器匝比、二次側(cè)開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力。變換器采用雙移相控制策略，實(shí)現(xiàn)對(duì)變換器傳輸功率的控制。升壓模式時(shí)，通過(guò)一次側(cè)和二次側(cè)開(kāi)關(guān)電路之間的移相控制實(shí)現(xiàn)輸出電壓和功率的調(diào)節(jié)；降壓模式時(shí)，在一次、二次側(cè)開(kāi)關(guān)電路之間移相控制的基礎(chǔ)上，進(jìn)一步在一次側(cè)兩個(gè)開(kāi)關(guān)橋臂之間引入優(yōu)化設(shè)計(jì)的一次側(cè)移相角，從而使得變換器在寬電壓和寬負(fù)載范圍實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。

1　拓?fù)渑c分析

1.1變換器拓?fù)?/p>

本文提出的高增益變換器拓?fù)淙鐖D1所示，變換器一次側(cè)為全橋電路；輸入輸出通過(guò)變壓器T隔離，變壓器匝比為NP∶NS=1∶n；變壓器漏感作為能量傳輸電感LE的一部分，不存在漏感引起的電壓尖峰問(wèn)題；二次側(cè)為多倍壓整流電路，其中Ca1、Ca2和S5、S6構(gòu)成一級(jí)倍壓電路，與一次側(cè)電路構(gòu)成倍壓型DAB變換器；VD1、VD2和Co1、Co2構(gòu)成輸出倍壓電路。變換器結(jié)合了倍壓型雙有源橋變換器與倍壓整流電路的優(yōu)點(diǎn)，具備高升壓能力；采用雙移相控制策略，可以在寬電壓和寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。

圖1　本文高增益變換器拓?fù)銯ig.1　Topology of proposed high step-up converter

定義變換器的等效輸出電壓增益GE為

式中，Uin、Uo分別是輸入、輸出電壓。當(dāng)GE＞1時(shí)變換器工作在升壓模式；當(dāng)GE＜1時(shí)變換器工作在降壓模式；當(dāng)GE=1時(shí)變換器工作在平衡模式。

1.2升壓模式工作模態(tài)分析

為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)所有開(kāi)關(guān)器件為理想器件，忽略開(kāi)關(guān)管的寄生電容，則升壓模式時(shí)變換器在半周期內(nèi)共有5個(gè)主要的開(kāi)關(guān)模態(tài)，其升壓模式主要工作波形及升壓模式各開(kāi)關(guān)各模態(tài)等效電路分別如圖2和圖3所示。此時(shí)變換器采用一次、二次側(cè)移相控制策略，所有開(kāi)關(guān)管工作占空比為0.5，S1、S4與S2、S3互補(bǔ)工作，S5開(kāi)通時(shí)刻滯后S1。定義一次側(cè)橋臂中點(diǎn)電壓uP基波超前二次側(cè)橋臂中點(diǎn)電壓uS基波的電角度φ為移相角，移相比D為

（1）開(kāi)關(guān)模態(tài)1［t0，t1］:如圖3a所示，t0時(shí)刻之前，開(kāi)關(guān)管S2、S3和S6導(dǎo)通，電感LE電流為負(fù)。變壓器一次電流流過(guò)開(kāi)關(guān)管S2、S3的溝道至輸入構(gòu)成回路。電感LE電流經(jīng)輔助電容Ca1和二極管VD1至輸出構(gòu)成回路1，經(jīng)輔助電容Ca2和開(kāi)關(guān)管S6構(gòu)成回路2，輸入經(jīng)能量傳輸電感共同向負(fù)載傳遞能量。t0時(shí)刻，S2、S3關(guān)斷，電感電流反射到變壓器一次側(cè)的電流流過(guò)S1、S4的體二極管，S1、S4可以實(shí)現(xiàn)零電壓軟開(kāi)關(guān)（Zero Voltage Switch，ZVS）開(kāi)通。電感LE能量部分向負(fù)載傳遞、部分回饋至輸入源，該模態(tài)下電感電流方程為

圖2　升壓模式主要工作波形Fig.2　Key waveforms in boost mode

圖3　升壓模式各開(kāi)關(guān)各模態(tài)等效電路Fig.3　Equivalent circuit of each stage in boost mode

（2）開(kāi)關(guān)模態(tài)2［t1，t2］:如圖3b所示，t1時(shí)刻，S1、S4實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。變壓器一次側(cè)電流流過(guò)S1、S4的溝道至輸入構(gòu)成回路，電感電流方程與前一開(kāi)關(guān)模態(tài)一致。

（3）開(kāi)關(guān)模態(tài)3［t2，t3］:如圖3c所示，t2時(shí)刻，電感LE電流值變?yōu)?，二極管VD1自然關(guān)斷。電感LE經(jīng)輔助電容Ca2和開(kāi)關(guān)管S6構(gòu)成回路，輸入經(jīng)變壓器給能量傳輸電感充電，電感電流方程與前一開(kāi)關(guān)模態(tài)一致。

（4）開(kāi)關(guān)模態(tài)4［t3，t4］:如圖3d所示，t3時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S6關(guān)斷，由于電感電流不能突變，電感LE電流流過(guò)S5的體二極管，S5可以實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。電感LE電流經(jīng)輔助電容Ca2和二極管VD2至輸出構(gòu)成回路1，經(jīng)輔助電容Ca1和開(kāi)關(guān)管S5的體二極管構(gòu)成回路2。輸入經(jīng)電感LE共同向負(fù)載傳遞能量，該模態(tài)下電感電流方程為

（5）開(kāi)關(guān)模態(tài)5［t4，t5］:如圖3e所示，t4時(shí)刻，S5實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。電感 LE經(jīng)輔助電容 Ca2和二極管VD2至輸出構(gòu)成回路1，經(jīng)輔助電容Ca1和開(kāi)關(guān)管S5的溝道構(gòu)成回路2，電感電流方程與前一開(kāi)關(guān)模態(tài)一致。t5時(shí)刻S1、S4關(guān)斷，開(kāi)關(guān)模態(tài)5結(jié)束，之后半周期的開(kāi)關(guān)模態(tài)與開(kāi)關(guān)模態(tài)1～5類似，不再贅述。

1.3降壓模式工作模態(tài)分析

假設(shè)所有開(kāi)關(guān)器件為理想器件，降壓模式時(shí)變換器在半周期內(nèi)共有7個(gè)主要的開(kāi)關(guān)模態(tài)，其主要工作波形及各開(kāi)關(guān)模態(tài)等效電路分別如圖4和圖5所示。此時(shí)變換器在一次側(cè)、二次側(cè)開(kāi)關(guān)電路之間移相控制基礎(chǔ)上，在一次側(cè)全橋電路的兩橋臂之間引入一次側(cè)移相角α進(jìn)行優(yōu)化控制（S4開(kāi)通時(shí)刻滯后S1電角度α）。定義一次側(cè)移相比Dα為

圖4　降壓模式主要工作波形Fig.4　Key waveforms in buck mode

圖5　降壓模式各開(kāi)關(guān)各模態(tài)等效電路Fig.5　Equivalent circuit of each stage in buck mode

（1）開(kāi)關(guān)模態(tài)1［t0，t1］:如圖5a所示，t0時(shí)刻之前，開(kāi)關(guān)管S2、S3和S6導(dǎo)通，電感LE電流為負(fù)。變壓器一次電流流過(guò)開(kāi)關(guān)管S2、S3的溝道至輸入構(gòu)成回路。電感LE電流經(jīng)輔助電容Ca1和二極管VD1至輸出構(gòu)成回路1，經(jīng)輔助電容Ca2和開(kāi)關(guān)管S6構(gòu)成回路2，輸入經(jīng)能量傳輸電感共同向負(fù)載傳遞能量。t0時(shí)刻，S2關(guān)斷，由于電感電流不能突變，反射到變壓器一次電流流過(guò)S1的體二極管，S1可以實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。電感LE向負(fù)載傳遞能量，該模態(tài)下電感電流方程為

（2）開(kāi)關(guān)模態(tài)2［t1，t2］:如圖5b所示，t1時(shí)刻，S1實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，電感電流方程與前一開(kāi)關(guān)模態(tài)一致。

（3）開(kāi)關(guān)模態(tài)3［t2，t3］:如圖5c所示，t2時(shí)刻，S3關(guān)斷，電感電流反射到變壓器一次電流流過(guò)S4的體二極管，S4可以實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通。電感LE能量部分向負(fù)載傳遞、部分回饋至輸入源，該模態(tài)下電感電流方程為

（4）開(kāi)關(guān)模態(tài)4［t3，t4］:如圖5d所示，t3時(shí)刻，S4實(shí)現(xiàn)ZVS開(kāi)通，電感電流方程與模態(tài)3一致。

（5）開(kāi)關(guān)模態(tài)5［t4，t5］:如圖5e所示，與升壓模式開(kāi)關(guān)模態(tài)3一致。

（6）開(kāi)關(guān)模態(tài)6［t5，t6］:如圖5f所示，與升壓模式開(kāi)關(guān)模態(tài)4一致。

（7）開(kāi)關(guān)模態(tài)7［t6，t7］:如圖5g所示，與升壓模式開(kāi)關(guān)模態(tài)5一致。t7時(shí)刻S1關(guān)斷，開(kāi)關(guān)模態(tài)7結(jié)束，之后半周期的開(kāi)關(guān)模態(tài)與開(kāi)關(guān)模態(tài)1～7類似，不再贅述。

2　變換器特性分析

2.1軟開(kāi)關(guān)特性

升壓模式時(shí)，根據(jù)變換器工作原理分析可知，一次、二次側(cè)開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的條件分別為

將電感電流方程和伏秒平衡關(guān)系代入式（8）和式（9），可以推導(dǎo)得到:升壓模式時(shí)，二次側(cè)開(kāi)關(guān)器件可以在全負(fù)載范圍實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，一次側(cè)開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)需滿足條件

降壓模式時(shí)，根據(jù)變換器的工作原理分析可知，當(dāng)移相比D＞0.5Dα?xí)r，各開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的條件為

將各開(kāi)關(guān)模態(tài)的電感電流方程與電感伏秒平衡關(guān)系代入式（11），可得

當(dāng)一次側(cè)移相比與等效輸出增益滿足Dα=1-GE的關(guān)系時(shí)，所有開(kāi)關(guān)器件在D＞0.5Dα?xí)r都能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。同理可以推導(dǎo)出，當(dāng)Dα=1-GE時(shí)，所有開(kāi)關(guān)器件在0＜D＜0.5Dα?xí)r也能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。因此降壓模式時(shí)，通過(guò)優(yōu)化設(shè)計(jì)一次側(cè)移相比Dα=1-GE，使得變換器所有開(kāi)關(guān)器件可以在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。

2.2功率傳輸能力

忽略變換器的損耗，根據(jù)變換器工作原理分析與電感LE的伏秒平衡關(guān)系，可以推導(dǎo)得到升壓模式時(shí)，變換器的輸出功率表達(dá)式為

式中，f為變換器工作頻率。同理可以推導(dǎo)得到降壓模式時(shí)變換器的輸出功率表達(dá)式，當(dāng)移相比滿足D＞0.5Dα?xí)r

當(dāng)移相比滿足0＜D＜0.5Dα?xí)r

根據(jù)式（13）～式（15）和Dα=1-GE，可得變換器的輸出功率標(biāo)幺值與移相比D關(guān)系曲線如圖6所示，輸出功率基準(zhǔn)值定義為

圖6　輸出功率標(biāo)幺值與移相比D關(guān)系曲線Fig.6　Nominalized output power curves vs.D

根據(jù)圖6可知，在相同功率基準(zhǔn)值條件下，隨著等效輸出增益GE減小，即輸入電壓增大，變換器傳輸功率增大。當(dāng)變換器工作在降壓模式，即 GE＜1時(shí)，變換器可以在全范圍實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)；當(dāng)變換器工作在升壓模式，即GE＞1時(shí)，變換器二次側(cè)開(kāi)關(guān)器件可以在全范圍實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，而一次側(cè)開(kāi)關(guān)器件軟開(kāi)關(guān)范圍受限，且等效輸出增益GE越大于1，軟開(kāi)關(guān)范圍越窄。

2.3電壓應(yīng)力與輸出電壓增益

本文所提出的隔離型高增益變換器，變壓器漏感作為能量傳輸電感LE的一部分用于傳遞功率，不存在漏感引起的電壓尖峰問(wèn)題，使得一次側(cè)開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力鉗位在輸入電壓。變換器二次側(cè)采用多倍壓整流電路，在獲得高增益的同時(shí)，可以降低二次側(cè)開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力至輸出電壓的一半。

變換器二次側(cè)的多倍壓整流電路自身具備4倍升壓能力，再通過(guò)合理設(shè)計(jì)變壓器匝比，變換器可以在寬范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)高增益輸出。變換器的輸出功率為

式中，Ro為負(fù)載電阻。將式（17）和Dα=1-GE代入式（13）和式（14），可以推導(dǎo)得到變換器的等效輸出增益表達(dá)式為其中

當(dāng)GE＜1且0＜D＜0.5Dα?xí)r，變換器的等效輸出電壓增益與內(nèi)移相比滿足

2.4小結(jié)

基于上述分析可知，本文所提出的變換器同時(shí)利用二次側(cè)多倍壓整流電路和變壓器的升壓能力，可以實(shí)現(xiàn)高增益輸出。變壓器漏感用于能量傳輸，不存在電壓尖峰問(wèn)題，開(kāi)關(guān)器件電壓應(yīng)力低。變換器采用雙移相控制策略，通過(guò)引入優(yōu)化設(shè)計(jì)的一次側(cè)移相角，使得變換器可以在寬電壓、負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。

根據(jù)雙移相控制策略原理，變換器需要根據(jù)實(shí)時(shí)的等效輸出增益對(duì)一次側(cè)移相角進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。因此，相對(duì)于已有的變換器，本文所提出的變換器調(diào)制、控制策略會(huì)相對(duì)復(fù)雜，對(duì)控制器的設(shè)計(jì)會(huì)有更高的要求，且這種控制目前只適合采用數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)、沒(méi)有可用的模擬控制芯片。但對(duì)于數(shù)字控制而言，本文所提出的控制算法并不算復(fù)雜。在實(shí)際實(shí)驗(yàn)過(guò)程中，通過(guò)采用先進(jìn)的數(shù)字控制技術(shù)，很容易實(shí)現(xiàn)本文所提出的控制策略，實(shí)現(xiàn)較優(yōu)的控制效果。

3　實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

為驗(yàn)證所提出拓?fù)浼捌淇刂品椒ǖ恼_性和有效性，搭建一臺(tái)原理樣機(jī)，其主要參數(shù)如下:輸入電壓Uin=40～56 V；輸出電壓Uo=380 V；額定輸出功率為500 W；一次側(cè)開(kāi)關(guān)管為IPP037N08N；二次側(cè)開(kāi)關(guān)管為IRFB4229；二次側(cè)二極管為DPG200C300PB；變壓器匝比為 NP∶NS=1∶2；能量傳輸電感 LE= 14.758 μH；工作頻率為100 kHz。

圖7為變換器不同工作模式下的主要實(shí)驗(yàn)波形。其中，圖7a和圖7b為升壓模式工作原理波形和軟開(kāi)關(guān)波形，此時(shí)輸入電壓40 V，輸出電壓380 V，輸出功率500 W。圖7中，uGS1、uGS5分別是開(kāi)關(guān)管S1和S5的驅(qū)動(dòng)；uL E、iL E分別是能量傳輸電感LE兩端電壓和流過(guò)電感的電流波形；uDS1、uDS5分別是開(kāi)關(guān)管S1和S5的漏源電壓波形。由圖7可知，此時(shí)一次、二次側(cè)開(kāi)關(guān)管都實(shí)現(xiàn)了ZVS開(kāi)通。對(duì)比圖7a和圖2理論波形可知，實(shí)驗(yàn)與理論分析完全一致。

圖7　主要實(shí)驗(yàn)波形Fig.7　Key experimental waveforms

圖7c和圖7d為降壓模式工作原理波形和軟開(kāi)關(guān)波形，此時(shí)輸入電壓56 V，輸出電壓380 V，輸出功率500 W。圖7中，uGS1、uGS4和uGS5分別是開(kāi)關(guān)管S1、S4和S5的驅(qū)動(dòng)；uP、uS分別是一次、二次側(cè)橋臂中點(diǎn)電壓；iL E是流過(guò)能量傳輸電感 LE的電流波形；uDS1、uDS4和uDS5分別是開(kāi)關(guān)管S1、S4和S5的漏源電壓波形。由圖7可知，此時(shí)一次、二次側(cè)開(kāi)關(guān)管都實(shí)現(xiàn)了ZVS開(kāi)通。對(duì)比圖7c和圖4理論波形可知，實(shí)驗(yàn)與理論分析完全一致。

圖8為不同輸入電壓時(shí)變換器效率曲線，Uin= 40 V時(shí)變換器工作在升壓模式，Uin=48 V時(shí)工作在平衡模式，Uin=56 V時(shí)工作在降壓模式。從效率曲線可以看出，變換器在升壓和降壓模式都具有較高的效率，特別是當(dāng)Uin=48 V時(shí)，變換器在寬范圍內(nèi)效率都高于96%，最高效率為97.7%。

圖8　變換器效率曲線Fig.8　Efficiency curves of proposed converter

4　結(jié)論

本文提出一種適用于寬電壓范圍、低電壓輸入應(yīng)用場(chǎng)合的多倍壓高增益軟開(kāi)關(guān)隔離升降壓變換器及其控制方法，詳細(xì)分析了變換器的工作原理、控制策略和特性，并給出實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。本文所提出的變換器具有如下特點(diǎn):同時(shí)利用多倍壓整流電路和變壓器匝比實(shí)現(xiàn)升壓，變換器能獲得高增益輸出；采用雙移相控制策略，變換器可以在寬電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)；變換器二次側(cè)采用多倍壓整流電路，可以減小變壓器匝比與二次側(cè)開(kāi)關(guān)器件電壓應(yīng)力；變壓器漏感用于能量傳輸，不存在漏感引起的電壓尖峰問(wèn)題，器件電壓應(yīng)力低?；谏鲜鎏攸c(diǎn)，本文所提出的高增益變換器非常適用于寬電壓范圍的低電壓新能源發(fā)電系統(tǒng)。

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陸楊軍男，1991年生，博士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

E-mail:luyangjun@nuaa.edu.cn

吳紅飛男，1985年生，副教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

E-mail:wuhongfei@nuaa.edu.cn（通信作者）

Dual-Phase-Shift-Controlled High Step-Up Soft-Switching Isolated Buck/Boost Converter for Wide-Voltage-Range Applications

Lu YangjunXing YanWu HongfeiZhang Junjun
（Jiangsu Key Laboratory of Renewable Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and AstronauticsNanjing210016China）

A high step-up soft-switching isolated buck/boost converter with voltage multiplier and its control strategy are proposed for low input voltage applications with wide voltage range.With the combination of the voltage doubling type dual-active-bridge（DAB）converter and the voltage multiplier，high output voltage gain can be obtained.Soft-switching of the active switches can be achieved in wide voltage and load ranges by introducing dual-phase-shift modulation.Meanwhile，the zero-current turn-off without reverse recovery losses of the diodes can be realized.The leakage inductance of the transformer is utilized for power transfer and the voltage spike problem is overcome.Furthermore，the voltage stresses on the switches are reduced，i.e.the ones on the primary-side and the secondary-side switches are clamped to the input voltage and half of output voltage respectively.The operation principle，control strategy，and steady-state characteristics are analyzed in detail and verified with experimental results.

Highvoltagegain，dual-phase-shiftmodulation，soft-switching，widevoltagerange，voltage multiplier

TM46

國(guó)家自然科學(xué)基金（51407092），江蘇省自然科學(xué)基金（BK20140812）和江蘇省產(chǎn)學(xué)研聯(lián)合創(chuàng)新資金前曕性研究項(xiàng)目（BY2014003-12）和江蘇省“青藍(lán)工程”資助項(xiàng)目。

2015-07-23改稿日期 2016-02-05