劉　彤

(湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院，株洲 412001)

劉彤

(湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院，株洲 412001)

摘要:通過對空間矢量脈寬調(diào)制算法的分析，研究了數(shù)字信號處理器生成SVPWM 波形的實現(xiàn)方法及軟件算法，設(shè)計了基于DSP數(shù)字控制的三相逆變電源。相關(guān)測試參數(shù)和結(jié)果表明，該設(shè)計提高了直流電壓的利用率，使開關(guān)器件的損耗更小。此外，還提出了逆變電源閉環(huán)控制的PI控制算法，利用DSP強大的數(shù)字信號處理能力，提高了系統(tǒng)的響應(yīng)速度。

關(guān)鍵詞:全橋逆變；SVPWM；DSP；變頻變幅逆變電源

引言

傳統(tǒng)的模擬電源存在很多固有缺陷，隨著使用環(huán)境對參數(shù)的要求越來越高，有些功能無法得到滿足。電力電子技術(shù)和數(shù)字控制技術(shù)迅速發(fā)展下的數(shù)字式三相逆變電源克服了傳統(tǒng)模擬電源的許多缺陷，使得高品質(zhì)的逆變電源得到了越來越廣泛的應(yīng)用。

設(shè)計逆變電源時，正弦逆變器的控制方法一般采用硬件方法或軟件方法。硬件固有缺失和不能實施先進的控制策略，導(dǎo)致逆變器的性能不能極大提高。DSP的出現(xiàn)使得逆變器采用新的控制方法成為可能，本文根據(jù)三相全橋逆變電路結(jié)構(gòu)，采用TMS320F2812作為控制核心，完成了三相變頻逆變電源的設(shè)計。測試表明系統(tǒng)運行穩(wěn)定，具有較高的實用價值和經(jīng)濟價值。

1總體方案

三相變頻變幅逆變電源系統(tǒng)原理如圖1所示。它由4個功能模塊組成：整流電路、輸出濾波器、基于DSP的控制電路以及信號反饋電路。整流電路是把變壓后的48 V直流電壓進行整流濾波后轉(zhuǎn)換成穩(wěn)定的直流電源供給逆變電路。逆變電路是本電源的關(guān)鍵，其功能是實現(xiàn)DC/AC的功率變換，在DSP的控制下把直流電源轉(zhuǎn)換成三相SPWM波形供給后級濾波電路，形成標(biāo)準(zhǔn)的正弦波。

圖1　三相逆變電源原理方框圖

實現(xiàn)逆變器控制主要依靠DSP芯片的事件管理模塊(EVA、EVB)和A/D轉(zhuǎn)換模塊部分。事件管理模塊由通用定時器(提供時間基準(zhǔn))、非對稱/對稱波形發(fā)生器、可編程的四區(qū)發(fā)生單元、輸出邏輯控制單元等組成，以實現(xiàn)相位互差120°的三相HSPWM波。而A/D轉(zhuǎn)換模塊分別采樣各向輸出的平均電壓，并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，控制過程中采用PI算法。

2系統(tǒng)硬件設(shè)計

2.1不可控整流電路

采用整流橋加濾波，可以得到比較穩(wěn)定的電壓，電路如圖2所示。

圖2　不可控整流電路圖

該電路實現(xiàn)AC-DC變換。交流輸入經(jīng)變壓器將220 V交流電壓變壓為48 V交流電壓后，經(jīng)過橋式整流器整流，再通過電容濾波，輸出大小約為57.6 V的直流電壓。中間接一個熔斷器來保護后面的元器件，當(dāng)后面電路短路時防止電容損壞。設(shè)計中采用多個電容并聯(lián)，這樣流入每個電容的紋波電流就只有并聯(lián)的電容個數(shù)分之一，每個電容就可以工作在低于它的最大額定紋波電流下，這里采用5個220 μF的電容并聯(lián)。另外輸入濾波電容一般要并聯(lián)陶瓷電容(0.1 μF)，以吸收紋波電流的高頻分量。兩個20 kΩ電阻的作用是使后面全橋電路全部關(guān)斷后電容能夠放電。

2.2三相橋式整流電路

本模塊采用6個型號為IRF540的MOS管組成三相橋式電路中的6個橋臂，各個橋臂在控制信號作用下輪流導(dǎo)通。它的基本工作方式是180°導(dǎo)電方式，即每個橋臂的導(dǎo)電角度為180°，同一相(即同一半橋)上下兩個橋臂交替導(dǎo)通，各相開始導(dǎo)通的相位相差120°。三相橋式逆變電路略——編者注。

開關(guān)速度是通過在驅(qū)動電路和柵極間串聯(lián)一個電阻來控制的。如果要求比較快的開關(guān)速度，阻值不要大于27 Ω，設(shè)計中采用10 Ω的電阻。為了防止柵極懸空時出現(xiàn)問題，設(shè)計中在MOS管的柵源極間并聯(lián)了一個10 kΩ的電阻。并聯(lián)在MOS管漏源極間的RC串聯(lián)回路為吸收回路，可以進一步降低MOSFET關(guān)斷時的尖峰電壓，吸收電阻的原則是在最小導(dǎo)通時間內(nèi)，仍能使電容上的電壓放電完畢，而吸收電容在吸收電阻功耗許可范圍內(nèi)盡量取大，經(jīng)實驗測定，本電路的吸收電阻為1 kΩ，吸收電容為0.002 7 μF。

2.3隔離驅(qū)動電路

在弱電控制強電的系統(tǒng)中，必須采用適當(dāng)?shù)母綦x措施將強電端與弱電端隔離，并采用適當(dāng)?shù)尿?qū)動電路實現(xiàn)弱電控制強電。本系統(tǒng)中控制端(TMS320F2812)與強電端(全橋逆變電路)的隔離驅(qū)動電路如圖3所示。

圖3　隔離驅(qū)動電路

在模塊設(shè)計中，因為上下橋臂的參考點電壓及MOS管的柵極電壓不同，所以如果要保證柵源極間電壓能達到15 V，只需給每個橋臂的TLP250加一個+15 V的分立電源。因為下橋臂的參考點相同，所以其光耦芯片可共用一個電源；上橋臂因為參考點電壓比較高且在同一時刻兩個MOS管的柵源極間電壓不一樣，所以每個MOS管的光耦芯片都需要一個分立的+15 V直流電源供電。

2.4無源濾波及采樣電路

電流采樣模塊采用3個隔離型霍爾電流傳感芯片ACS712，該模塊可測量±20 A電流，對應(yīng)模擬量輸出為100 mV/A。電路如圖4所示。

圖4　 濾波及電流采樣電路

2.5過壓保護電路

3系統(tǒng)軟件設(shè)計

3.1SVPWM波形的實現(xiàn)方法及軟件算法

傳統(tǒng)的SVPWM技術(shù)中,定義逆變橋上下管開通用1表示，關(guān)閉用0表示。三個橋臂共組成8個開關(guān)狀態(tài)矢量(U0～U7,稱為基本空間矢量)，其中U0、U7為零矢量，8個狀態(tài)矢量將空間分為6個扇區(qū)，每相鄰的兩個扇區(qū)相差60°，如圖5所示。

圖5　空間矢量及分區(qū)圖

對于任意給定的空間電壓矢量均可由與該矢量相鄰的基本空間矢量與零矢量組成。圖5中當(dāng)參考矢量Vref處于扇區(qū)1時(處在其他5個扇區(qū)時分析類似)，與其相鄰的基本空間矢量為U1、U2，假設(shè)一個開關(guān)周期的時間為T，V1、V2的作用時間分別為T1、T2，零矢量作用時間為T0=T-T1-T2。根據(jù)平行四邊形等效原理有

Vref=V1T1/T+V2T2/T

參考電壓矢量Vref所在扇區(qū)可根據(jù)其分量Uα、Uβ來判斷。定義變量Vref1、Vref2、Vref3如下：

定義變量a、b、c，如果Vref1>0，則a=1，否則a=0；如果Vref2>0，則b=1，否則b=0；如果Vref3>0，則c=1，否則c=0。定義扇區(qū)N=4c+2b+a。

參考電壓矢量Vref所在扇區(qū)中相鄰2個基本電壓矢量的作用時間T1、T2與扇區(qū)N的關(guān)系，如表1所列。根據(jù)Uα、Uβ定義三個變量為X、Y、Z：

表1　T1、T2與扇區(qū)N的關(guān)系

當(dāng)出現(xiàn)飽和時，即T1+T2>T時，那么T1=T1×T/(T1+T2)，T2=T2×T/(T1+T2)。

將直通時間塊平均地加入傳統(tǒng)SVPWM的零矢量中。以第一扇區(qū)為例，傳統(tǒng)的SVPWM調(diào)制和改進后的SVPWM調(diào)制在一個周期內(nèi)的控制信號如圖6所示。

圖6　逆變器SVPWM控制信號圖

3.2PI算法與軟件實現(xiàn)

三相逆變電路各相采用獨立的電壓閉環(huán)控制，即平均電壓反饋控制。工作時，各相需要分別采樣輸出電壓的平均值，電壓采樣值低于3.3 V，可直接輸入DSP A/D通道進行轉(zhuǎn)換獲得Vf(k)，再確定Kp和Kf后即可編程。

在實際應(yīng)用中，還需要對PI調(diào)節(jié)器加以限制，當(dāng)偏差值輸入較大時，輸出值會很大，可能會使輸出飽和，這樣會對開關(guān)管有很大的沖擊，而且會導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。所以需要對PI調(diào)節(jié)器的輸出限幅，當(dāng)|u(k)|>umax時，令u=umax。另外，PI控制器中積分環(huán)節(jié)的目的主要是消除靜差、提高精度，但是在啟動、停止等電壓大幅變化時，系統(tǒng)在短時間內(nèi)輸出有很大的偏差，會造成PI運算的積分積累，從而引起較大的超調(diào)，導(dǎo)致系統(tǒng)震蕩。所以根據(jù)實際情況，設(shè)定閾值δ>0,當(dāng)|e(k)|>δ時，采用P控制，這樣可以避免過大的超調(diào)，而且保持系統(tǒng)較快的響應(yīng)速度;當(dāng)|e(k)|≤δ時，采用PI控制，可保證系統(tǒng)的控制精度。各相PI調(diào)節(jié)程序流程如圖7所示。

圖7　PI調(diào)節(jié)程序流程圖

4評測與結(jié)論

4.1輸出相電壓有效值測試

測試條件：將頻率調(diào)到50 Hz。

測試儀器：UT39A數(shù)字萬用表。

測試方法：用UT39A數(shù)字萬用表測量輸出端相電壓，其測試數(shù)據(jù)如表2所列。

表2　各相電壓測試數(shù)據(jù)

結(jié)果分析：測試結(jié)果分析如表3所列。

表3　各相電壓之差

其中，各相相電壓之差取其絕對值，各相相電壓的單位為V，從中可以看出各相電壓有效值之差小于0.1 V。

4.2輸出線電壓測試

測試條件：輸入電壓為198～242 V，負(fù)載電流有效值為0.5～3 A 。

測試方法：在隔離變壓器前接一個500 VA的自耦變壓器，通過調(diào)節(jié)自耦變壓器來改變輸入電壓，在電源的輸出端接一個200 W三相電機用啟動電阻，用以調(diào)節(jié)輸出電流，頻率取50 Hz，取線電壓有效值為36 V，上電測試，調(diào)整自耦變壓器的輸出電壓，同時用示波器觀察輸出。測量結(jié)果如表4所列。

表4　線電壓測試結(jié)果

結(jié)果分析：在輸入電壓較小的情況下，帶負(fù)載輸出的線電壓有效值有所降低，負(fù)載調(diào)整率有所變化，其原因是受隔離變壓器所能提供的最大電壓限制，電感分壓等損耗較大。

4.3三相調(diào)幅性能測試

測試方法：三相輸出只有相位不同，因此，電壓、功率只測量其中的任何一相即可，信號頻率取50 Hz，三相負(fù)載各為22 Ω，測試數(shù)據(jù)如表5所列。

表5　三相測試結(jié)果

表5　三相測試結(jié)果

電壓理論峰值/V40.5730.4120.2010.315.09電壓測量值/V40.4030.3920.1010.014.98誤差/%0.420.060.492.902.16

Three-phase Variable Frequency and Amplitude of Inverter Power Supply

Liu Tong

(College of Hunan Railway Professional Technology,Zhuzhou 412001,China)

Abstract：Based on the analysis of the space vector pulse width modulation algorithm and the research of the digital signal processor generating SVPWM waveform implementation and the software algorithms,a digital control three-phase inverter power based on DSP is designed.The test results show that the design has improved the utilization of the DC voltage,thus makes the loss of the switching device smaller.In addition,the closed-loop PI control algorithm in the inverter power is proposed.Using the powerful DSP digital signal processing capabilities,the response speed of the system is greatly improved.

Key words:full bridge inverter;SVPWM;DSP;frequency and amplitude of inverter power supply

* 基金項目：湖南省教育廳科技處一般項目(14C0758)。

中圖分類號:TP334.3

文獻標(biāo)識碼:A