楊雙景

（北京空間飛行器總體設(shè)計(jì)部，北京 100094）

航天器ISOP直流變換器控制策略研究

楊雙景

（北京空間飛行器總體設(shè)計(jì)部，北京 100094）

分析了電壓型控制和電流型控制的輸入串聯(lián)－輸出并聯(lián)（ISOP）航天器直流變換器的輸入均壓、輸出均流特性，指出了電壓型控制可以實(shí)現(xiàn)其輸入電壓自動(dòng)均壓、輸出電流自動(dòng)均流；電流型控制時(shí)其輸入端電壓等分是不穩(wěn)定平衡，不能實(shí)現(xiàn)其輸入端自動(dòng)均壓、輸出自動(dòng)均流。在電流控制模式下提出新的輸入均壓控制策略。通過1kW樣機(jī)的仿真和試驗(yàn)結(jié)果，驗(yàn)證了文章分析的正確性和控制方法的有效性。

航天器；功率變換器；均壓；均流；控制

1 引言

目前，我國功率在1～2kW的航天器使用28V供電母線；功率在3～4kW的航天器使用42V供電母線；功率超過10kW的航天器使用100V供電母線。國外功率小于1.5kW的航天器使用28V供電母線；功率小于8kW的航天器使用50V供電母線；功率大于8kW的航天器使用100V或120V供電母線。隨著航天器的快速發(fā)展，功率需求的不斷提高，航天器的供電母線電壓也不斷提升，因此，對(duì)航天器二次電源輸入電壓適應(yīng)范圍提出了更高要求。當(dāng)航天器母線電壓為28～50V時(shí)，可以通過單個(gè)二次電源連接母線給負(fù)載供電；當(dāng)航天器母線電壓為100V或更高時(shí)，可以通過多個(gè)模塊化的二次電源輸入串聯(lián)給負(fù)載供電，或者通過單個(gè)二次電源連接母線供電。但是當(dāng)采用單個(gè)二次電源供電時(shí)，需要選取更高耐壓的功率器件以滿足母線高壓要求。目前，航天器功率器件中高壓功率器件相對(duì)較少，因此，在高壓母線供電系統(tǒng)中采用多個(gè)二次電源模塊輸入串聯(lián)－輸出并聯(lián)（Input－series Output－parallel，ISOP）的供電方式將成為后續(xù)航天器二次電源設(shè)計(jì)和應(yīng)用的趨勢(shì)，如何實(shí)現(xiàn)多個(gè)二次電源模塊輸入均壓和輸出均流，將是此類電源模塊設(shè)計(jì)的核心。

輸入串聯(lián)結(jié)構(gòu)電源模塊重要的優(yōu)點(diǎn)為：①每個(gè)模塊的輸入電壓為總輸入電壓的1／n（n為串聯(lián)模塊數(shù)），可以大幅度降低開關(guān)器件的電壓應(yīng)力；②低壓功率器件可以用于輸入高壓場合，降低開關(guān)管的導(dǎo)通損耗，提高了系統(tǒng)的效率；③在低壓輸出場合，輸入串聯(lián)－輸出并聯(lián)（ISOP）結(jié)構(gòu)提高了每個(gè)模塊的電壓轉(zhuǎn)換率，系統(tǒng)效率得到提高［1－8］。由于輸入端采用串聯(lián)模式，因此各電源模塊輸入端電容的可靠性和安全性必須加以重視，一般采用兩個(gè)電容串聯(lián)的設(shè)計(jì)方式，以防止電容失效造成對(duì)母線電壓短路。同時(shí)，輸入電容設(shè)計(jì)應(yīng)作為變換器的關(guān)鍵點(diǎn)進(jìn)行控制。

本文分析了采用電壓型和電流型控制方式的ISOP變換器輸入均壓和輸出均流特點(diǎn)，指出了采用電壓型控制可以實(shí)現(xiàn)ISOP變換器輸入端自動(dòng)均壓、輸出端自動(dòng)均流，不需要額外的輸入均壓和輸出均流控制措施。采用電流型控制不能實(shí)現(xiàn)ISOP組合變換器輸入端自動(dòng)均壓、輸出端自動(dòng)均流，必須采用輸入均壓措施加以控制。進(jìn)一步提出了一種基于峰值電流和交錯(cuò)脈寬調(diào)制（PWM）控制芯片技術(shù)實(shí)現(xiàn)均壓的新控制方式。

2 電壓控制模式和電流控制模式ISOP變換器分析

ISOP變換器的輸入端和輸出端不能共地，必須采用隔離式變換器。本文選擇雙管正激變換器作為ISOP變換器的基本模塊。為了簡化分析輸入均壓和輸出均流原理，ISOP變換器由兩個(gè)雙管正激變換器組成，如圖1所示。圖中Vin為輸入總電壓，iin為輸入總電流，VO為輸出總電壓，VC1為模塊1輸入電壓，iC1為模塊1輸入電容電流，iP1模塊1輸入電流，Vrect1為模塊1整流電壓，iLf1為模塊1濾波電感電流，VO1為模塊1輸出電壓；VC2為模塊2輸入電壓，iC2為模塊2輸入電容電流，iP2模塊2輸入電流，Vrect2為模塊2整流電壓，iLf2為模塊2濾波電感電流，VO2為模塊2輸出電壓。

圖1 ISOP雙管正激變換器Fig.1 ISOP two－transistor forward converter

2.1 電壓控制模式均壓、均流分析

圖2給出了電壓控制模式框圖，圖中Voref為輸出電壓基準(zhǔn)信號(hào)，Vof為輸出電壓采樣信號(hào)，GVO為輸出電壓環(huán)傳遞函數(shù)，Ve為誤差放大器輸出信號(hào)，VRAMP為控制芯片三角波信號(hào)，d1為模塊1占空比信號(hào)，d2為模塊2占空比信號(hào)，COMP為比較器。假設(shè)變換器串聯(lián)兩模塊參數(shù)完全匹配并且已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，由于輸出功率不變，并且輸入電壓Vin恒定，則變換器的輸入電流iin保持不變。由于參數(shù)一致，則兩模塊輸入電壓均衡、輸出電流均衡。這時(shí)假設(shè)模塊1輸入電壓VC1受到擾動(dòng)信號(hào)而電壓上升，由于兩模塊占空比d1＝d2，則平均整流電壓Vrect1＞Vrect2（如圖1所示），因此，瞬間電感電流iLf1＞iLf2。變壓器原、副邊電流成比例關(guān)系，所以使得iP1＞iP2，那么輸入分壓電容C1的電流iC1＝iin－iP1＜0，使得VC1下降，形成負(fù)反饋；輸入分壓電容C2的電流iC2＝iin－iP2＞0，使得VC2上升，同樣形成負(fù)反饋。因此，整個(gè)系統(tǒng)是穩(wěn)定的，可以實(shí)現(xiàn)輸入自動(dòng)均壓、輸出自動(dòng)均流。

圖2 電壓控制模式框圖Fig.2 Voltage control mode scheme

但是，這種控制策略不能保證輸入端電壓完全均壓，輸入端不均壓的程度與兩個(gè)輸入串聯(lián)模塊參數(shù)差異程度有關(guān)。假設(shè)兩個(gè)串聯(lián)模塊變壓器匝比不相同，其他參數(shù)完全一致。兩個(gè)變壓器匝比分別為m1和m2，并且m1＞m2（m＝MS／MP，MS為變壓器副邊繞組匝數(shù)，MP為變壓器原邊繞組匝數(shù)）。當(dāng)電路進(jìn)入穩(wěn)定工作狀態(tài)后，兩串聯(lián)分壓電容電流平均值為零，則兩串聯(lián)模塊平均輸入電流為IPj＝Iin。由于變壓器原、副邊電流成比例關(guān)系，因此可以得到兩模塊輸出平均電流為

式中：ILfj為模塊j的輸出濾波電感電流，IPj為模塊j的輸入電流，mj為模塊j的變壓器匝比，dj為模塊j的占空比。

由式（1）可知，由于變壓器匝比的不同，將使得輸出電流不均衡；若兩變壓器匝比一致，盡管輸入電壓不均壓，也是可以實(shí)現(xiàn)輸出電流均衡。ISOP雙管正激變換器輸出平均電流與輸入電壓和負(fù)載的關(guān)系為

式中：VCj為模塊j的輸入電壓，R為變換器負(fù)載大小。

當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)定后，兩模塊的占空比d1＝d2＝d。從式（2）可以得到

同理可以推導(dǎo)出，當(dāng)n個(gè)（n≥3）模塊組成ISOP變換器時(shí)，輸入電壓和其變壓匝比之間的關(guān)系：

由式（3）和式（4）可知，當(dāng)其他參數(shù)完全匹配，變壓器匝比不一致時(shí)，每個(gè)模塊輸入電壓比與其變壓器匝比的平方成反比，不能實(shí)現(xiàn)輸入端電壓完全均壓。同理，可以分析兩輸入模塊其他參數(shù)不匹配時(shí)，也不能實(shí)現(xiàn)輸入端電壓完全均壓，輸入不均壓程度和其電路參數(shù)差異有關(guān)。

由此可見，電壓控制模式可以實(shí)現(xiàn)輸入串聯(lián)－輸出并聯(lián)組合式變換器輸入端自動(dòng)均壓，不需要額外的控制電路，簡化了電路系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。但是由于電壓型控制模式系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)比較差，開關(guān)變換器本身等效為二階系統(tǒng)，穩(wěn)定性差并且補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)比較復(fù)雜。因此，在動(dòng)態(tài)響應(yīng)要求比較高的電源系統(tǒng)中常選擇電流控制模式，其將變換器的全部狀態(tài)量作為反饋?zhàn)兞?，從而使變換器等效為一個(gè)一階無條件的穩(wěn)定系統(tǒng)，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)比較簡單。因而，電流型控制策略越來越受到重視并得到了廣泛的應(yīng)用。

2.2 電流控制模式均壓、均流分析

圖3給出了電流型控制模式框圖，其中圖3（a）為平均電流控制模式框圖，圖3（b）為峰值電流控制模式框圖。圖中，GiL1為電流環(huán)1傳遞函數(shù)，GiL2為電流環(huán)2傳遞函數(shù)。

圖3 電流型控制模式框圖Fig.3 Current control mode scheme

假設(shè)變換器兩串聯(lián)模塊參數(shù)完全匹配并且已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)。由于輸出功率不變，并且輸入電壓Vin恒定，則變換器的輸入電流iin保持不變；由于參數(shù)一致，則兩模塊輸入電壓均衡、輸出電流均衡。這時(shí)假設(shè)模塊1輸入電壓VC1受到一電壓擾動(dòng)信號(hào)ΔvC1而上升，電流環(huán)調(diào)節(jié)器工作使得模塊1的占空比d1減小，其平均輸入電流IP1減小。分壓電容C1平均電流IC1＝Iin－IP1＞0，VC1上升形成正反饋；同理可推得VC2下降，也是一個(gè)正反饋。這將導(dǎo)致模塊1輸入電壓VC1逐漸增加，模塊2輸入電壓VC2逐漸減小，兩模塊輸入電壓差越來越大，最終將穩(wěn)定在模塊2占空比最大狀態(tài)，系統(tǒng)不能穩(wěn)定工作。由式（2）可知當(dāng)兩輸入電容電壓不均壓時(shí)，兩模塊占空比d1≠d2，因此輸出電流不能均流。

由此可見，即使在電路參數(shù)一致的情況下，串聯(lián)模塊輸入端電壓的等分也是一種不穩(wěn)定平衡，不能實(shí)現(xiàn)輸入端電壓自動(dòng)均壓和輸出端電流自動(dòng)均流。

對(duì)于如圖1所示的由2個(gè)模塊組成的ISOP變換器，為了確保輸入電容電壓均壓，只要保證其中一個(gè)輸入電容電壓為Vin／2即可。由于輸入電容C2與輸入電源共地，因此可以選擇電容C2上的電壓作為受控對(duì)象，使其電壓為Vin／2，實(shí)現(xiàn)輸入電容上電壓均壓。

圖4給出了基于平均電流控制和峰值電流控制的輸入電壓均壓控制模型。vO＿EA為輸出電壓誤差放大器輸出信號(hào)，viLf1為模塊1輸出濾波電感電流采樣信號(hào)，viLf2為模塊2輸出濾波電感電流采樣信號(hào)，Gvc為輸入均壓環(huán)傳遞函數(shù)，vuc＿EA為輸入均壓環(huán)的輸出。

圖4 電流控制模式的輸入電壓均壓控制框圖Fig.4 Input voltage sharing control block based on current control mode

假設(shè)變換器采用平均電流控制模式并進(jìn)入穩(wěn)定工作狀態(tài)，模塊1輸入電壓受到一擾動(dòng)電壓ΔvC1上升，即Vin／2＞VC2。因此，vuc＿EA上升，viL1－Δd1減小，模塊1占空比d1增大，其平均輸入電流IP1增大，輸入電壓VC1下降，形成負(fù)反饋，輸入電壓均壓。同理可以分析出Vin／2＜VC2時(shí)，也可以實(shí)現(xiàn)輸入分壓電容均壓。

假設(shè)變換器采用峰值電流控制模式并進(jìn)入穩(wěn)定工作狀態(tài)，模塊1輸入電壓受到一擾動(dòng)電壓ΔvC1上升，即Vin／2＞VC2，此時(shí)，vuc＿EA上升，viL1－vuc＿EA減小，這將使得模塊1占空比d1增大，其平均輸入電流IP1增大，輸入電壓VC1下降，形成負(fù)反饋，輸入電壓均壓。同理可以分析出Vin／2＜VC2時(shí)，也可以實(shí)現(xiàn)輸入分壓電容均壓。

對(duì)于多個(gè)模塊組成ISOP變換器時(shí)，輸出電壓的變化量表達(dá)式為

式中：n為串聯(lián)輸入變換器模塊數(shù)量，D為穩(wěn)態(tài)占空比，ΔVCj為模塊j的輸入電壓變化量，m為變壓器匝比，ΔDj為模塊j的占空比變化量。

由式（5）可以看出，當(dāng)總輸入電壓（Vin＝保持不變時(shí)，各個(gè)模塊占空比變化量的和將引起輸出電壓發(fā)生變化。為了實(shí)現(xiàn)在輸入均壓和保證輸出電壓變化量為0，因此，各個(gè)模塊占空比變化量的和為必須0，即。因此，可以得到n個(gè)（n≥3）模塊組成ISOP變換器時(shí)，輸入均壓控制框圖如圖5所示。

由圖5所示，n－1個(gè)輸入均壓環(huán)和一個(gè)輸出電壓環(huán)即可以實(shí)現(xiàn)輸入均壓和輸出端穩(wěn)壓的功能，并且輸入均壓環(huán)和輸出電壓環(huán)獨(dú)立工作，互不影響，實(shí)現(xiàn)了輸入均壓環(huán)和輸出電壓環(huán)的解耦控制，易于設(shè)計(jì)輸出電壓調(diào)節(jié)器。

圖5 n個(gè)模塊輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)控制框圖Fig.5 ISOP converter with n modules input series

3 仿真分析

利用PSIM（Power Simulation）仿真軟件對(duì)由2個(gè)雙管正激變換器組成的ISOP變換器進(jìn)行仿真分析，主電路如圖1所示。主要參數(shù)為：輸入直流電壓600V；輸出電壓200V；額定輸出電流5A；開關(guān)頻率100kHz；變壓器原副邊匝比為1／m＝22∶48，變換器進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，t1時(shí)刻模塊1分壓電容電壓受到10%的擾動(dòng)信號(hào)上升。

圖6給出了電壓控制模式仿真圖。從圖中可以看出重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，兩輸入電容電壓均壓；輸出濾波電感電流均流。圖7給出了電流控制模式仿真圖，當(dāng)系統(tǒng)受擾后重新進(jìn)入新的穩(wěn)態(tài)，兩模塊輸入電壓相差近200V。圖8給出了采用輸入均壓控制策略的電流控制模式仿真圖，從圖中可以看出重新進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，變換器仍然能實(shí)現(xiàn)輸入均壓和輸出均流。

圖6 電壓控制模式仿真波形圖Fig.6 Simulated waveforms in voltage control mode

圖7 電流控制模式仿真波形圖Fig.7 Simulated waveforms in current control mode

圖8 帶有輸入均壓控制的電流控制模式仿真波形圖Fig.8 Simulated waveforms in current control mode with input voltage sharing control

4 試驗(yàn)及分析

輸入串聯(lián)－輸出并聯(lián)雙管正激變換器試驗(yàn)樣機(jī)的主要參數(shù)是：額定輸入電壓520V，其他參數(shù)與第3節(jié)仿真參數(shù)一致。

圖9和圖10分別給出了電壓控制模式和電流控制模式下，變壓器原邊波形和兩濾波電感電流波形。圖9中自上而下分別為：模塊1變壓器原邊電壓、模塊1電感電流、模塊2變壓器原邊電壓和模塊2電感電流。圖10中自上而下分別為：模塊1變壓器原邊電壓、模塊1電感電流、模塊2變壓器原邊電壓和模塊2電感電流。從圖9、圖10中可以看出電壓控制模式下ISOP雙管正激變換器可以自動(dòng)實(shí)現(xiàn)輸入均壓和輸出均流；電流模式下，采用均壓控制以后可以實(shí)現(xiàn)輸入端電壓近似均衡，輸出端近似均流。

圖11和圖12分別給出了電壓控制模式和電流控制模式下，總的輸入電壓從490V突變到570V又突變到490V時(shí)，總的輸入壓、兩輸入串聯(lián)分壓電容以及輸出電壓波形。圖11中自上而下分別為：輸入總電壓、模塊1輸入電壓、模式2輸入電壓和輸出總電壓。圖12中自上而下分別為：輸入總電壓、模塊1輸入電壓、模式2輸入電壓和輸出總電壓。從圖11、圖12中可以看出，無論是在電壓模式下還是在電流模式下，當(dāng)輸入電壓突變時(shí)，兩輸入電容電壓能很好地跟蹤總的輸入電壓變化，并且變換器能夠很好地實(shí)現(xiàn)輸入均壓。

圖9 電壓模式下變壓器原邊電壓、濾波電感電流波形Fig.9 Primary voltage waveforms of transformers and inductor current waveforms in voltage control mode

圖10 電流模式下變壓器原邊電壓、濾波電感電流波形Fig.10 Primary voltage waveforms of transformers and inductor current waveforms in current control mode

圖11 電壓模式下輸入電壓突變時(shí)實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.11 Experimental waveforms corresponding to a step change of total input voltage in voltage control mode

圖12 電流模式下輸入電壓突變時(shí)實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.12 Experimental waveforms corresponding to a step change of total input voltage in current control mode

5 結(jié)束語

本文針對(duì)ISOP直流變換器輸入均壓、輸出均流特性進(jìn)行分析，提出了在電壓控制模式下，輸入端能夠?qū)崿F(xiàn)自然均壓，輸出自然均流，不需要額外的均壓控制電路；在電流控制模式下，輸入電壓不能自動(dòng)均壓，須要增加額外的均壓控制電路。同時(shí)，本文提出了在電流控制模式下的一種新的輸入均壓控制方法，仿真和試驗(yàn)均驗(yàn)證了本文提出方法的正確性，可以為今后我國高壓母線航天器中的二次電源設(shè)計(jì)和研制提供參考。

（References）

［1］Ramesh Giri，Vijay Choudhary，Raja Ayyanar，et al.Common－duty－ratio control of input－series connected modular DC－DC converter with active input voltage and load current sharing［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，2006，42（4）：1101－1110

［2］邢巖，黃立培，孫曉東.組合式前端DC－DC變換器［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2004，24（6）：157－161 Xing Yan，Huang Lipei，Sun Xiaodong.A combined topology with back－up boost and asymmetrical half bridge for front end DC－DC converter［J］.Proceedings of the CSEE，2004，24（6）：157－161（in Chinese）

［3］Xuejun Ma，Jinhong Niu，Yong Kang.Twofull－bridge input－series－output－parallel integrated－magnetic converter for high input voltage［C］／／Proceedings of ICEMS，New York：IEEE，2005：1356－1360

［4］Giri R，Ayyanar R，Ledezma E.Input－series and output－series connected modular dc－dc converters with active input voltage and output voltage sharing［C］／／Proceeding of IEEE APEC，New York：IEEE，2004：1751－1756

［5］穆新華.交錯(cuò)并聯(lián)式雙管正激變換器工作模式分析及系統(tǒng)設(shè)計(jì)［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2004，24（12）：38－41 Mu Xin－h(huán)ua.Mode analysis and system design of interleaving double－transistor－forward converter［J］.Proceedings of the CSEE，2004，24（12）：38－41（in Chinese）

［6］王慧貞，毛賽君.一種適合于高壓輸入的零電壓開關(guān)雙管推挽直流變壓器［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2006，26（6）：49－54 Wang Huizhen，Mao Saijun.A ZVS dual switch pushpull DC／DC transformer for high input voltage applications［J］.Proceedings of the CSEE，2006，26（6）：49－54（in Chinese）

［7］章濤，阮新波.輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)全橋變換器的均壓均流的一種方法［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2005，25（24）：47－50 Zhang Tao，Ruan Xinbo.A method to voltage sharing and current sharing for input－series output－parallel fullbridge converter［J］.Proceedings of the CSEE，2005，25（24）：47－50（in Chinese）

［8］李斌，阮新波，陳乾宏.一種適用于高壓大功率變換的三電平變換器［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2003，23（5）：19－23 Li Bin，Ruan Xinbo，Chen Qianhong.A new approach for high voltage and high power three－level DC－DC conversion［J］.Proceedings of the CSEE，2003，23（5）：19－23（in Chinese）

（編輯：李多）

Research on Control Strategy for Input－series Output－parallel DC－DC Converter of Spacecraft

YANG Shuangjing
（Beijing Institute of Spacecraft System Engineering，Beijing 100094，China）

The characteristics of input voltage and output current sharing in input－series outputparallel（ISOP）DC－DC converters in spacecraft with voltage mode control and current mode control are analyzed in this paper.It points out that voltage mode control can guarantee the input voltage and output current sharing，while the input voltage balance with current mode control is instable，and current mode control cannot ensure input voltage and output current sharing.A novel input voltage sharing control strategy with current mode control is proposed.Simulated and experimental results with a 1kW prototype verify the correctness of the analysis and the proposed control method.

spacecraft；power converter；voltage sharing；current sharing；control

V442

：ADOI：10.3969／j.issn.1673－8748.2016.01.009

2015－11－27；

：2016－01－05

楊雙景，男，工程師，從事航天器總體設(shè)計(jì)及項(xiàng)目管理工作。Email：ysjtravis＠126.com。