摘 要： 在高速移動(dòng)的環(huán)境下，無線信道呈現(xiàn)快速變化的特征，導(dǎo)致對(duì)信道的估計(jì)難度增加。針對(duì)高速移動(dòng)環(huán)境下的信道特征，提出一種新的信道估計(jì)方法，根據(jù)當(dāng)前信道信息選取最佳負(fù)載因子，對(duì)時(shí)變信道進(jìn)行更準(zhǔn)確的估計(jì)。仿真結(jié)果證明了該估計(jì)算法的有效性。

關(guān)鍵詞： 高速移動(dòng)環(huán)境； 信道估計(jì)； 負(fù)載因子； 信道質(zhì)量檢測

中圖分類號(hào)： TN929.5?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2016）17?0063?04

0 引 言

最近幾年，我國的高速鐵路建設(shè)得到了迅速發(fā)展，乘客對(duì)高質(zhì)量、高速率的數(shù)據(jù)和多媒體通信需求提出了更高的要求[1?2]?，F(xiàn)有的通信系統(tǒng)，如GSM?R只能解決中低速（<250 km/h）列車和地面節(jié)點(diǎn)之間的窄帶通信需求，無法滿足運(yùn)行速度在300 km/h以上的列車的多媒體通信需求[3?4]。在運(yùn)行速度達(dá)到300 km/h的列車上使用無線通信系統(tǒng)時(shí)，需要考慮信號(hào)穿透車體的損耗、高速移動(dòng)造成小區(qū)的快速切換以及多普勒頻移等影響。在低速環(huán)境下，多普勒效應(yīng)可以忽略，但在高速移動(dòng)的環(huán)境下，多普勒效應(yīng)被迅速放大，并導(dǎo)致信道發(fā)生時(shí)間選擇性衰落。較大的多普勒頻移會(huì)嚴(yán)重破壞OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）系統(tǒng)子載波之間的正交性，使位于接收端不同子載波上的信號(hào)相互影響[5?6]，更加難以準(zhǔn)確復(fù)原出發(fā)射信號(hào)，因而，迫切需要找出更加先進(jìn)的信道估計(jì)方法。對(duì)快衰落信道的估計(jì)是當(dāng)今國內(nèi)外學(xué)者研究的熱點(diǎn)，并且已經(jīng)取得了不小的成果。文獻(xiàn)[7]提出在接收端通過導(dǎo)頻對(duì)頻偏進(jìn)行處理的解決方案。文獻(xiàn)[8]對(duì)上行物理共享信道采用內(nèi)插濾波估計(jì)的方法實(shí)現(xiàn)對(duì)信道的快速跟蹤。

利用導(dǎo)頻數(shù)據(jù)估計(jì)信道是當(dāng)前主流的信道估計(jì)方法。雖然導(dǎo)頻信息會(huì)占用系統(tǒng)資源，但此類方法的估計(jì)更為準(zhǔn)確，而且適用于各類信道。本文通過分析高速移動(dòng)環(huán)境下的信道特征，建立模型，提出一種新的信道估計(jì)方法，根據(jù)當(dāng)前估計(jì)的信道信息選取最優(yōu)負(fù)載因子（Loading Factor，LF），進(jìn)而對(duì)時(shí)變信道進(jìn)行更準(zhǔn)確的估計(jì)。仿真結(jié)果表明此方法具有良好的估計(jì)性能。

1 信道質(zhì)量檢測

OFDMA（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）將整個(gè)頻帶分割成許多子載波，將頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)化為若干平坦衰落子信道，從而能夠有效地抵抗無線移動(dòng)環(huán)境中的頻率選擇性衰落。由于子載波重疊占用頻譜，OFDMA能夠提供較高的頻譜利用率和較高的信息傳輸速率。通過給不同的用戶分配不同的子載波，OFDMA提供了天然的多址方式，并且由于占用不同的子載波，用戶間滿足相互正交，沒有小區(qū)內(nèi)干擾 [9?10]。

負(fù)載因子指的是子信道數(shù)據(jù)OFDMA符號(hào)中可以承載的調(diào)制符號(hào)的個(gè)數(shù)，其取值根據(jù)信道特性進(jìn)行計(jì)算。

子信道可分為靜止信道和非靜止信道兩種類型。靜止?fàn)顟B(tài)下，導(dǎo)頻信號(hào)一般定為Symbol4，根據(jù)基站序列號(hào)（BS SeqID）在子信道上設(shè)置觀察窗Sow的位置。在移動(dòng)狀態(tài)下，子信道利用兩個(gè)OFDMA符號(hào)為導(dǎo)頻。一般普通時(shí)隙選Symbol1和Symbol6作為導(dǎo)頻符號(hào)，普通時(shí)隙子信道結(jié)構(gòu)如圖1所示。超時(shí)隙選擇Symbol1和Symbol8作為導(dǎo)頻符號(hào)，超時(shí)隙的子信道結(jié)構(gòu)如圖2所示。

碼片擴(kuò)展是將一定數(shù)量的連續(xù)頻域符號(hào)擴(kuò)展，每次進(jìn)行碼片擴(kuò)展時(shí)頻域符號(hào)的個(gè)數(shù)都是由實(shí)際的負(fù)載因子決定的，碼片擴(kuò)展后的頻域符號(hào)的個(gè)數(shù)由碼擴(kuò)因子[Nspreading]決定。調(diào)制到星座圖上的符號(hào)需要進(jìn)行碼片擴(kuò)展。碼擴(kuò)因子[Nspreading]表示每個(gè)子信道的每個(gè)數(shù)據(jù)OFDMA符號(hào)中碼片擴(kuò)展的長度，[Nspreading∈{6，7，8}]。在當(dāng)前子信道的當(dāng)前數(shù)據(jù)OFDMA符號(hào)中，既不包含DC也不包含SOW子載波時(shí)，[Nspreading=8；]只包含DC或SOW子載波時(shí)，[Nspreading=7；]既包含DC也包含SOW子載波時(shí)，[Nspreading=6。]

獲得當(dāng)前子信道的名義負(fù)載因子[Lnominal]和當(dāng)前數(shù)據(jù)OFDMA符號(hào)的[Nspreading，][Lnominal]為1～8之間的正整數(shù)。對(duì)當(dāng)前子信道的當(dāng)前數(shù)據(jù)OFDMA符號(hào)，碼擴(kuò)的具體方法如下：

（1）[5≤Lnominal≤8]時(shí)，計(jì)算實(shí)際負(fù)載因子[Lactual=] [Lnominal-（Nmax_spreading-Nspreading），][Nmax_spreading]為最大碼擴(kuò)因子8，[Nspreading]為碼擴(kuò)因子；[Lnominal≤4]時(shí)，實(shí)際負(fù)載因子[Lactual]=[Lnominal]；

（2） 在待處理的符號(hào)序列中從起始位置開始，順序截取[Lactual]符號(hào)，定義為[（s0，s1，s2，…，sLactual-1），]轉(zhuǎn)置后構(gòu)造出符號(hào)列向量[S，]即[S=（s0，s1，s2，…，sLactual-1）T，]然后將取出的[Lactual]個(gè)符號(hào)從待處理符號(hào)中刪除；

（3） 根據(jù)[Nspreading]選擇碼擴(kuò)矩陣[H；]

（4） 通過碼擴(kuò)矩陣[H]的處理，產(chǎn)生[W]矩陣。即[H=（h0，h1，h2，…，hNspreading-1），][hi][（i=0，1，2，…，Nspreading-1）]是碼擴(kuò)矩陣[H]的列向量，令[W]=[（h0，h1，h2，…，hLactual-1）]；

（5） 通過對(duì)掩碼序列[Ps]的處理得到[Cs。]即設(shè)[Ps=（p1，p2，…，p8）]，去掉序列中的[pSOW]和[pDC]（其下標(biāo)表示本子信道的本OFDMA符號(hào)中，SOW和DC子載波在8個(gè)子載波中的相對(duì)位置），然后經(jīng)過轉(zhuǎn)置，得到掩碼序列：

[Cs=（p1，p2，…，pSOW-1，pSOW+1，…，pDC-1，pDC+1，…，p8）T]

通過式（1），得到當(dāng)前子信道中、當(dāng)前數(shù)據(jù)OFDMA符號(hào)承載的調(diào)制符號(hào)序列：

[X=Cs°（SW）] （1）

式中：[°]為Hadamard積，指兩個(gè)相同大小矩陣的對(duì)應(yīng)元素乘積；[X]為碼擴(kuò)之后的[Nspreading]維列向量。

上述步驟得到的[X]即為承載了[Lactual]個(gè)調(diào)制符號(hào)的OFDMA符號(hào)。由于負(fù)載因子[Lactual]越大，同一時(shí)間發(fā)送的調(diào)制符號(hào)個(gè)數(shù)就越多，系統(tǒng)吞吐量就越大，因此在信道條件較好時(shí)希望[Lactual]越大越好；而當(dāng)信道條件較差時(shí)，較大的[Lactual]值會(huì)使解調(diào)信噪比損失變大，誤碼率也會(huì)升高，因此需適當(dāng)降低[Lactual]。最佳負(fù)載因子檢測的基本原則就是根據(jù)當(dāng)前估計(jì)的信道狀態(tài)選取最優(yōu)的[Lactual，]使得信噪比損失最小，解調(diào)性能最佳。

2 建立信道模型

高速移動(dòng)環(huán)境下的無線電波的傳播主要以直射傳播路徑為主，基站與終端之間都具有很高的相對(duì)運(yùn)動(dòng)速率，多普勒效應(yīng)明顯，信道環(huán)境多為空曠的郊區(qū)，散射環(huán)境較簡單，角度擴(kuò)展較小，電波的傳播特性近似服從萊斯（Rice）分布。

大量實(shí)測結(jié)果表明，在很多情況下Suzuki過程是合適的信道衰落模型。Suzuki過程是瑞利過程和對(duì)數(shù)正態(tài)過程的乘積，假設(shè)陰影衰落不存在視距分量，在城區(qū)蜂窩移動(dòng)無線通信系統(tǒng)中是較為合適的。然而在郊區(qū)、鄉(xiāng)村地區(qū)和開闊區(qū)域，存在部分視距分量或無陰影效應(yīng)，這就需要對(duì)Suzuki過程模型作進(jìn)一步擴(kuò)展。

擴(kuò)展Suzuki過程[η（t）]可以表示為萊斯過程[ξ（t）]（小尺度衰落）與對(duì)數(shù)正態(tài)過程[ζ（t）]（大尺度衰落）的乘積：

[η（t）=ξ（t）ζ（t）] （2）

其中萊斯過程為：

[ξ（t）=μρ（t）=μ（t）+m（t）=μ1（t）+m1（t）+jμ2（t）+m2（t）=μ1（t）+m1（t）2+μ2（t）+m2（t）2] （3）

式中：[μ（t）=μ1（t）+jμ2（t）]代表信號(hào)的散射分量；[m（t）=][m1（t）+jm2（t）=ρej（2πfρt+θρ）]代表信號(hào)中的直射分量（均值）；[ρ，][fρ，][θρ]分別是直射分量的幅度、多普勒頻率和相位。當(dāng)[fρ]=0時(shí)，均值[m（t）=m=ρejθρ]是常數(shù)，不隨時(shí)間變化，這相當(dāng)于移動(dòng)臺(tái)運(yùn)動(dòng)的方向與直射信號(hào)傳播的方向成直角。

對(duì)數(shù)正態(tài)過程可表示為：

[ζ（t）=em+sμ3（t）] （4）

式中：[μ3（t）]為均值[m3=0，]方差[σ23=1]的實(shí)高斯隨機(jī)過程；參數(shù)[m]和[s]的引入是為了分別將[m3]和[σ23]轉(zhuǎn)換成實(shí)際的均值和方差。

由以上分析可知，擴(kuò)展Suzuki過程的參考模型是基于三個(gè)實(shí)值的有色高斯隨機(jī)過程[μi（t）]（[i=]1，2，3）。由確定性信道建模原理，將理想的高斯隨機(jī)過程[μi（t）]近似為：

[μi（t）=n=1Nici，ncos（2πfi，nt+θi，n），i=1，2，3] （5）

式中：參數(shù)[ci，n，][fi，n，][θi，n]分別為多普勒系數(shù)、離散多普勒頻移、多普勒相移。文獻(xiàn)[10]表明這些參數(shù)可由精確多普勒擴(kuò)展法得到：

[ci，n=σ02Ni，n=1，2，…，Ni] （6）

[fi，n=fmaxsinπ2Ni（n-12），n=1，2，…，Ni] （7）

式中：[σ0]為高斯分布的方差；[fmax]為最大多普勒頻移。參數(shù)相移[θi，n]是[[0，2π）]內(nèi)均勻分布的隨機(jī)變量。

3 最佳負(fù)載因子檢測

3.1 檢測流程

最佳負(fù)載因子的檢測流程為：估計(jì)當(dāng)前幀[t]的信道特性[H（t）]，然后分別設(shè)負(fù)載因子[L]為5，6，7和8，參考信噪比[SNRref]為13 dB，19 dB和25 dB（對(duì)應(yīng)調(diào)制方式[M=2，]4，6），基于以下信道模型，按照式（8），式（9）計(jì)算[SINR（t，L，SNRref）]。

[Y（t）=G（t，L）S（t）+1SNRrefV（t）] （8）

[G（t，L）=diag{H（t）}W（：，1：L）（10^（SNRref20））] （9）

[M（t，L）=（G（t，L）G（t，L）+I）-1] （10）

[SINR（t，L，SNRref）=10*lg（1mean（diag（M（t，L））））] （11）

按照95%outage準(zhǔn)則計(jì)算信噪比損失[SinrLoss=][SNRref-SINR，]并且按照式（12）計(jì)算最佳負(fù)載因子：

[Lopt（SNRref）=arg minLSinrLoss（L，SNRref）-10?lgL] （12）

式中：[Lopt]為最佳負(fù)載因子；SinrLoss為信噪比損失。

3.2 仿真與實(shí)測結(jié)果

仿真時(shí)采用最小二乘估計(jì)方法（LS）獲得信道估計(jì)值。仿真環(huán)境為：借助仿真軟件Matlab搭建仿真平臺(tái)，進(jìn)行仿真、分析與繪圖。設(shè)置系統(tǒng)工作載頻為340 MHz，采樣率為2 MHz，采用ITU?3A信道模型，多普勒頻偏為100 Hz，對(duì)應(yīng)車速為300 km/h。

仿真時(shí)每20幀進(jìn)行一次負(fù)載因子與調(diào)制方式重配，即利用最佳負(fù)載因子檢測結(jié)果對(duì)每20幀進(jìn)行一次負(fù)載因子與調(diào)制方式的更新。設(shè)置發(fā)送信噪比為25 dB，結(jié)果如圖3所示。

從結(jié)果中可以看出，當(dāng)接收端解調(diào)信噪比（每20幀計(jì)算一次）較高時(shí)，系統(tǒng)會(huì)分配更高的負(fù)載因子或更高階的調(diào)制方式以獲得更高的吞吐量；而當(dāng)解調(diào)信噪比降低時(shí)，則會(huì)采取較低的負(fù)載因子或低階的調(diào)制方式來保證一定的解調(diào)信噪比和誤包率。

采用最佳負(fù)載因子檢測與重配的方案同采用固定調(diào)制方式QPSK和固定負(fù)載因子5～8情況下的誤包率（Packet Error Rate，PER）和吞吐量（Throughput）進(jìn)行比較，結(jié)果如圖4，圖5所示。

系統(tǒng)誤包率對(duì)比

圖中的Lopt表示采用最佳負(fù)載因子的方案。從圖4中可以看出，在發(fā)送信噪比一定的情況下，固定采用的負(fù)載因子越大，系統(tǒng)誤包率越高；而采用最佳負(fù)載因子則可以明顯降低誤包率。

另外，雖然負(fù)載因子越大系統(tǒng)傳輸效率越高，但由于較高的固定負(fù)載因子會(huì)帶來較大的誤包率，因此并不會(huì)帶來系統(tǒng)吞吐量的提升，幾種固定負(fù)載因子下的吞吐量差別不大；而采用最佳負(fù)載因子則可以明顯提高系統(tǒng)吞吐量，使得系統(tǒng)可以根據(jù)當(dāng)前信道環(huán)境以最高效的方式工作。

系統(tǒng)吞吐量對(duì)比

4 結(jié) 論

在高速移動(dòng)的環(huán)境下，對(duì)信道的估計(jì)直接影響到無線通信系統(tǒng)的質(zhì)量。信道質(zhì)量檢測尤為重要。本文研究了高速移動(dòng)環(huán)境下無線信道的傳播特性，建立了信道模型，提出一種基于最佳負(fù)載因子的信道估計(jì)方法。仿真結(jié)果證明了新算法的可行性和有效性。

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