黃金亮，同向前，黨超亮，尹軍（西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西西安710048）

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可控直流電流源的緩沖電路設(shè)計(jì)與功耗對(duì)比研究

黃金亮，同向前，黨超亮，尹軍
（西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西西安710048）

摘要：針對(duì)可調(diào)制直流電流源IGBT關(guān)斷過(guò)電壓?jiǎn)栴}，進(jìn)行了緩沖電路設(shè)計(jì)。分析了RCD充放電型和RCD放電阻止型緩沖電路的工作原理，介紹了參數(shù)設(shè)計(jì)方法，并對(duì)兩類吸收電路的損耗進(jìn)行了量化分析比較。在額定電流200 A的可控直流電流源上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，結(jié)果表明：RCD放電阻止型緩沖電路損耗顯著小于RCD充放電型緩沖電路，效率更高，體積更小，更適用于開關(guān)頻率較高的場(chǎng)合。

關(guān)鍵詞：緩沖電路；直流電流源；功率損耗

電力電子器件作為電力電子裝置的核心器件，其能否安全工作直接影響裝置的穩(wěn)定性和可靠性。由于電力電子器件始終工作于開關(guān)狀態(tài)，控制著功率流的通斷，惡劣的電磁環(huán)境往往使其面臨失效的挑戰(zhàn)。過(guò)電壓失效是電力電子器件失效的主要類型之一，而關(guān)斷過(guò)電壓是造成過(guò)電壓失效的主要原因［1］。

大功率可調(diào)制直流電流源屬于一種航空試驗(yàn)用的特種開關(guān)電源，輸出一種特定脈動(dòng)的直流電流，其脈動(dòng)的波形可選、脈動(dòng)頻率連續(xù)可調(diào)。該電源采用BUCK電路，由于線路雜散電感的存在，在開關(guān)管關(guān)斷瞬間會(huì)在開關(guān)管兩端產(chǎn)生很高的關(guān)斷過(guò)電壓，嚴(yán)重時(shí)會(huì)導(dǎo)致開關(guān)器件失效［1-2］。

RCD緩沖電路是抑制開關(guān)器件關(guān)斷過(guò)電壓的有效措施［3-4］，可有效保護(hù)IGBT器件的工作安全。文獻(xiàn)［5］分析了RCD充放電型吸收電路的原理和應(yīng)用特點(diǎn)，在大電流裝置中存在電阻損耗大的缺點(diǎn)。文獻(xiàn)［6］提出了一種RCD放電阻止型緩沖電路，可顯著降低電阻中的損耗。

本文針對(duì)大功率可調(diào)制直流電流源的特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種RCD放電阻止型緩沖電路，并與RCD充放電型緩沖電路進(jìn)行了試驗(yàn)對(duì)比研究，定量分析了兩種緩沖電路在功耗方面的顯著差異。理論分析與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，RCD放電阻止型緩沖電路的功耗明顯小于充放電型緩沖電路，體積更小、效率更高。

1　RCD緩沖電路的選擇與設(shè)計(jì)

大功率可調(diào)制直流電流源的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，它由AC-DC不控二極管整流電路和DC-DC直流調(diào)制電路兩部分組成。AC-DC部分主要為DC-DC部分提供合適幅值并且相對(duì)穩(wěn)定的直流電壓，DC-DC部分完成輸出電流脈動(dòng)波形的控制，輸出電流波形及其參數(shù)則由遠(yuǎn)方計(jì)算機(jī)通過(guò)串行通信進(jìn)行設(shè)定。DC-DC電路為典型的BUCK電路，工作中IGBT受到關(guān)斷過(guò)電壓的侵?jǐn)_。

圖1　大功率可調(diào)制直流電流源原理框圖Fig.1 Block diagram of controllable high power DC current source

RCD緩沖電路通常由限流電阻、吸收電容和快恢復(fù)二極管構(gòu)成，是抑制IGBT關(guān)斷過(guò)電壓的有效措施。根據(jù)不同的主電路結(jié)構(gòu)和應(yīng)用場(chǎng)合，緩沖電路的形式多樣、結(jié)構(gòu)各異。針對(duì)圖1所示電路，IGBT的緩沖電路可有RCD充放電型和RCD放電阻止型兩類，如圖2所示。

圖2　RCD緩沖電路的結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of RCD snubber circuit

1.1RCD充放電型緩沖電路

圖2a為RCD充放電型緩沖電路，其中Cs為吸收電容，用于吸收開關(guān)管V關(guān)斷時(shí)線路雜散電感Ls中儲(chǔ)存的能量；限流電阻Rs為吸收電阻，用于限制Cs的放電電流和阻尼LC振蕩；VDs為快恢復(fù)二極管，在Cs充電時(shí)旁路Rs，以便提升吸收效果。

在開關(guān)管的周期性的開關(guān)過(guò)程中，吸收電容不斷地重復(fù)著充放電過(guò)程。在IGBT開通期間，電容通過(guò)電阻和IGBT形成放電回路并放電至零電壓；當(dāng)IGBT關(guān)斷時(shí)，續(xù)流二極管開通，此時(shí)形成電源Udc—Ls—VDs—Cs—D—Udc的充電回路，當(dāng)Cs充電到達(dá)到Udc時(shí)，由于雜散電感Ls繼續(xù)釋放能量，Cs電壓繼續(xù)上升，到達(dá)峰值up，此時(shí)Cs充電結(jié)束。由于up高于Udc，所以充電結(jié)束后Cs會(huì)再經(jīng)由Cs—Rs—Ls—Udc—Cs放電，最終Cs兩端電壓等于Udc。這一過(guò)程如圖3a所示，顯然，在IGBT關(guān)斷期間充電到電容中的能量在IGBT開通期間都消耗到了電阻上，導(dǎo)致電源效率低、電阻體積大、裝置溫度高。

1.2RCD放電阻止型緩沖電路

圖2b為RCD放電阻止型緩沖電路，其特點(diǎn)在于吸收電容Cs經(jīng)由Rs與直流電源并聯(lián)，因此，Cs初始電壓為Udc。在IGBT開通期間，不再通過(guò)IGBT形成RC放電回路，電容Cs保持初始電壓Us直到IGBT關(guān)斷時(shí)刻；當(dāng)IGBT關(guān)斷時(shí)，續(xù)流二極管D開通，此時(shí)形成電源Udc—Ls—Cs—VDs—D—Udc的充電回路，充電能量來(lái)自雜散電感上的儲(chǔ)能，電容兩端電壓由Udc上升至Up，然后再經(jīng)由Rs放電，最終又回到Udc。這一過(guò)程如圖3b所示，顯然，電阻上消耗的能量?jī)H僅是雜散電感上儲(chǔ)能的一部分，能耗大大降低。

圖3　吸收電容及電阻上的電壓波形Fig.3 Voltage waveforms of snubber capacitor and resistor

綜上所述，RCD充放電型緩沖電路與RCD放電阻止型緩沖電路的緩沖原理相同，兩種緩沖電路都是通過(guò)電容電壓不能突變的原理來(lái)緩沖器件關(guān)斷過(guò)電壓，但是，與RCD充放電型緩沖電路相比，RCD放電阻止型緩沖電路省去Cs經(jīng)由Rs和開關(guān)管放電的過(guò)程，這對(duì)裝置的高頻化和提高效率有一定促進(jìn)意義。

1.3RCD參數(shù)設(shè)計(jì)

1.3.1吸收電容Cs

由圖3可知，在IGBT關(guān)斷期間，當(dāng)雜散電感中的能量全部轉(zhuǎn)移到電容時(shí)，電容電壓達(dá)到峰值Up。設(shè)額定輸出情況下IGBT關(guān)斷前流過(guò)電感Ls的電流為IL，則電容電壓達(dá)到峰值時(shí)有以下關(guān)系：

設(shè)IGBT的額定電壓為UT.N，則電容電壓峰值必須滿足：

于是，電容須滿足如下關(guān)系：

根據(jù)式（2），吸收電容耐壓應(yīng)不小于IGBT額定電壓。

1.3.2吸收電阻Rs

對(duì)于RCD充放電型吸收電路，電阻Rs主要起限制IGBT開通時(shí)Cs的放電電流。設(shè)IGBT額定電流為IT.N，極端情況下電容峰值電壓達(dá)到IGBT額定電壓，則要求：

電阻Rs的取值還應(yīng)滿足電容器在IGBT最小占空比所對(duì)應(yīng)的開通時(shí)間內(nèi)放電完畢。設(shè)IGBT的開關(guān)頻率為fs，最小開關(guān)占空比為λmin，若近似認(rèn)為電容器經(jīng)過(guò)6倍放電時(shí)間常數(shù)后放電完畢，則Rs還應(yīng)滿足以下關(guān)系：

對(duì)于RCD放電阻止型緩沖電路而言，Rs主要起阻尼LC振蕩的作用，其取值可以略大于RCD充放電型吸收電路中的取值。

1.3.3二極管Ds

RCD緩沖電路的二極管應(yīng)選擇快恢復(fù)二極管，并與IGBT的開關(guān)頻率相匹配。

2　RCD緩沖電路功耗分析

2.1理論分析

任何一種實(shí)際電路，都不可避免存在損耗。RCD緩沖電路的損耗主要體現(xiàn)在其吸收電阻的損耗上。由前述分析可知，RCD充放電型緩沖電路的吸收電阻Rs產(chǎn)生的功耗包括雜散電感Ls存儲(chǔ)的能量和直流電源對(duì)電容Cs充電的能量。

若不考慮反饋回電源的能量和IGBT導(dǎo)通內(nèi)阻時(shí)，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)RCD充放電型緩沖電路的損耗，即吸收電阻Rs耗散的能量為式中：Ls為線路中雜散電感；IL為IGBT關(guān)斷前流過(guò)Ls的電流；Udc為直流側(cè)電壓；Cs為吸收電容。

在同等條件下，RCD放電阻止型緩沖電路吸收電阻耗散的能量?jī)H為

在Ls=1 μH，Cs=1 μF的條件下，表1給出了不同Udc和IL情況下，RCD放電阻止型緩沖電路功耗與RCD充放電型緩沖電路功耗之比。由表1可以看出，RCD放電阻止型緩沖電路功耗小于RCD充放電型緩沖電路，且隨著直流電壓的升高，其占RCD充放電型吸收電路損耗的百分比越小。

表1　放電阻止型與充放電型緩沖電路損耗之比Tab.1 The dissipation ratio of RCD clamped snubber circuit to normal RCD snubber circuit

降低緩沖電路損耗不僅可以提高電源效率，還可以使裝置更加緊湊、吸收效果更好。通常，緩沖電路應(yīng)該緊鄰功率器件裝設(shè)以便保證吸收性能［7］，電阻功耗減小的直接效果是電阻的體積更小，從而緩沖電路引線更短，也節(jié)約了功率器件的外圍空間。

2.2電阻額定功率的選擇

因開關(guān)管頻繁的通斷，緩沖電路中Rs承受的功率都是瞬時(shí)值，所以器件選型時(shí)Rs的額定功率難以確定。根據(jù)緩沖電路1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)吸收電阻的功耗對(duì)開關(guān)周期求平均來(lái)確定吸收電阻的功率。1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)吸收電阻耗散的能量已由式（6）、式（7）給出。

大功率可調(diào)制直流電流源IGBT開關(guān)頻率fs= 5 kHz，Ls=0.2 μH，Cs=1 μF，Udc=75 V，RL=0.3 Ω。根據(jù)1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)能量守恒，計(jì)算流過(guò)寄生電感Ls的電流為

式中：Io為輸出電流；λ為Io對(duì)應(yīng)的占空比。

可調(diào)制電流源滿載輸出200 A，對(duì)應(yīng)λ=0.9，由式（8），IL=178 A，代入式（6）得，W1=5.981 mJ，則RCD充放電型緩沖電路吸收電阻所需功率為

由式（7），W2=3.168 mJ，則RCD放電阻止型吸收電路吸收電阻所需功率為

當(dāng)Io= 50 A時(shí)，對(duì)應(yīng)λ= 0.225，計(jì)算可得RCD充放電型緩沖電路吸收電阻功耗P1=15 W，而放電阻止型緩沖電路吸收電阻功耗僅為P2=1 W。

由以上計(jì)算可以看出，不同負(fù)載電流下RCD放電阻止型緩沖電路電阻所需功率均小于充放電型緩沖電路，且開關(guān)頻率會(huì)影響RCD緩沖電路電阻的功耗，開關(guān)頻率越高，損耗越大。

3　實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了在同等條件下驗(yàn)證兩類RCD緩沖電路的性能，器件選型相同：二極管采用IXYS公司DESI 2x101型快恢復(fù)二極管；吸收電容采用1 μF CBB電容，吸收電阻均為6.8 Ω/15 W金屬鋁殼電阻。在額定輸出電流為200 A的可調(diào)制直流電流源上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，電流源開關(guān)器件為英飛凌公司FF450R06ME4型號(hào)IGBT，測(cè)試條件：電流源開關(guān)頻率5 kHz，輸出電流50 A。

圖4為1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)充放電型緩沖電路吸收電阻上電壓波形。上面波形為IGBT兩端電壓波形，下面為吸收電阻Rs上電壓波形。IGBT開通時(shí)Cs經(jīng)Rs放電，造成了電阻電壓的第1個(gè)尖峰；IGBT關(guān)斷后，由于Ls的能量轉(zhuǎn)移到Cs導(dǎo)致Cs電壓高于直流輸入電壓，Cs向直流側(cè)電容放電，造成了電阻電壓第2個(gè)尖峰，與理論分析相吻合。

圖4　充放電型緩沖電路Rs電壓Fig.4 Voltage waveforms on Rsin the normal RCD snubber circuit

圖5為1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)放電阻止型緩沖電路吸收電阻上電壓波形。IGBT開通前Cs電壓等于Udc（見圖3），IGBT開通瞬間，由于續(xù)流二極管有較大的反向恢復(fù)電流，再加上負(fù)載電流，導(dǎo)致Udc有較大跌落，此時(shí)Cs電壓幾乎全部加到了Rs上，造成了圖中IGBT開通瞬間Rs兩端較大的電壓尖刺；第2個(gè)電壓尖峰產(chǎn)生原因與充放電型相同。

圖5　放電阻止型緩沖電路Rs電壓Fig.5 Voltage waveforms on Rsin the RCD clamped snubber circuit

根據(jù)示波器讀數(shù)，對(duì)實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行一階指數(shù)衰減擬合，計(jì)算1個(gè)周期內(nèi)RCD充放電型吸收電路電阻消耗的能量為

式中：U1為圖4所示第1個(gè)電壓尖峰，讀數(shù)為75 V；U2為第2個(gè)電壓尖峰，讀數(shù)為40 V。

同理，圖5所示RCD放電阻止型吸收電路電阻消耗的能量為

U3為圖7所示電壓尖峰，讀數(shù)為30 V。計(jì)算得：

即RCD放電阻止型緩沖電路電阻消耗的能量?jī)H為RCD充放電型緩沖電路電阻消耗能量的12.46%。

圖6與圖7分別為采用充放電型與放電阻止

圖6　RCD充放電型IGBT兩端電壓Fig.6 Voltage across the IGBT with normal RCD snubber circuit

圖7　RCD放電阻止型IGBT兩端電壓Fig.7 Voltage across the IGBT with RCD clamped snubber circuit

型RCD緩沖電路后，IGBT承受的電壓波形。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，兩種緩沖電路吸收效果相當(dāng)，但RCD放電阻止型吸收電路關(guān)斷時(shí)間更短，更適用于開關(guān)頻率較高的場(chǎng)合。

4　結(jié)論

在分析了RCD充放電型和RCD放電阻止型兩類緩沖電路的工作原理和參數(shù)選擇的基礎(chǔ)上，著重比較研究了兩類緩沖電路的功率損耗，并給出了不同直流電壓和電流時(shí)放電阻止型緩沖電路損耗與充放電型緩沖電路損耗的比例關(guān)系。在額定輸出電流200 A的直流電流源上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果表明：放電阻止型RCD緩沖電路功耗顯著小于RCD充放電型緩沖電路，而且關(guān)斷過(guò)程更短，更適用于開關(guān)頻率較高的場(chǎng)合。

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修改稿日期：2015-07-02

Design and Dissipation Study of Snubber Circuit in Controllable DC Current Source

HUANG Jinliang，TONG Xiangqian，DANG Chaoliang，YIN Jun
（College of Automation and Information Engineering, Xi’an University of Technology，Xi’an 710048，Shaanxi，China）

Abstract:Aiming to reduce the turn-off over voltage of IGBT in DC current source, the snubber circuit was designed. The operating principles of both normal RCD snubber circuit and RCD clamped snubber circuit were analyzed in detail. The parameter design method was introduced. The dissipation of these two kinds of snubber circuits was compared in emphasis. Experiment was performed on a controllable DC current source of 200 A output current. Experimental result proves that the dissipation of RCD clamped snubber circuit is significantly less than the normal RCD snubber circuit, has higher effiency，needs smaller space, and more suitable for higher frequency application.

Key words:snubber circuit；DC current source；power loss

收稿日期：2015-01-27

作者簡(jiǎn)介：黃金亮（1991-），男，碩士研究生，Email：529742914@qq.com

中圖分類號(hào)：TN711

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A