張 瑛，王 劍，周洪敏

(南京郵電大學 電子科學與工程學院,江蘇 南京 210046)

一種低溫度系數(shù)的帶隙基準電壓源設(shè)計

張 瑛，王 劍，周洪敏

(南京郵電大學 電子科學與工程學院,江蘇 南京 210046)

基準電壓源是集成電路系統(tǒng)中的重要組成部分，其性能直接影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性。溫度系數(shù)是基準電壓源的重要性能指標之一，而高階溫度補償技術(shù)是降低基準源溫度系數(shù)的有效方法?；跇藴?.18 μm CMOS工藝，設(shè)計了一種低溫度系數(shù)的帶隙基準電壓源，采用電流模結(jié)構(gòu)的帶隙基準電路實現(xiàn)了低電源電壓工作，并通過VBE線性化補償技術(shù)實現(xiàn)了在低壓下的高階溫度補償。所設(shè)計的CMOS帶隙基準電壓源在-40～125 ℃的范圍內(nèi)，溫度系數(shù)為6.855 ppm/℃，低頻時電源電壓抑制比達到了-95 dB，而電源電壓在0.6～1.8 V范圍內(nèi)變化時線性調(diào)整率僅為0.2%。仿真實驗結(jié)果表明，該電路結(jié)構(gòu)能夠有效提升帶隙基準電壓源的溫度性能。

帶隙基準；溫度系數(shù)；電流模；電源電壓抑制比

0 引 言

基準電壓源作為集成電路系統(tǒng)中的重要組成部分，其性能直接影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性和魯棒性。基準電壓源可分為電流模帶隙基準電壓源[1-3]和電壓模帶隙基準電壓源。與電壓模帶隙基準電壓源相比，電流模帶隙基準電壓源的輸出范圍不再固定，而是可以根據(jù)系統(tǒng)需求進行調(diào)整，同時能夠滿足低壓系統(tǒng)的工作要求。

隨著便攜式、穿戴式等應(yīng)用系統(tǒng)對低壓低功耗的要求不斷提高，使得帶隙基準電路的工作電壓也越來越低，譬如David C. W. Ng等提出了一種帶隙基準電路，該電路能夠在1.0 V電壓下工作，功耗只有26μW，可以應(yīng)用在低壓差線性穩(wěn)壓器中[4]。MaheshKumarAdimulam等提出了一種新型結(jié)構(gòu)的帶隙基準電路，降低工作電壓的同時也改善了溫度系數(shù)[5]。EdwardK.F.Lee通過對傳統(tǒng)的電流模帶隙基準源的改進，使該電路同樣可以在1.0V電壓下工作[6]。用處于亞閾值區(qū)的MOS管取代帶隙基準中的PNP管連接成的二極管也可以有效降低電路功耗，譬如CamachoGaleano等基于工作在亞閾值區(qū)的器件，設(shè)計出超低功耗的參考源[7]。此外，采用特殊制造工藝從而獲得低功耗器件，也可以實現(xiàn)低功耗的帶隙電壓基準。譬如Bhupendra等利用浮柵CMOS設(shè)計了一種高精度的功耗只有500nA的帶隙電壓基準[8]。

溫度系數(shù)是帶隙基準電壓源的另一重要性能指標，在帶隙基準電路中加入高階溫度補償結(jié)構(gòu)是降低基準源溫度系數(shù)的有效方法。一般零階溫度系數(shù)約為1.5～5mV/℃，當對帶隙基準源進行一階溫度補償之后，其溫度系數(shù)可以達到50～100ppm/°C，而采用高階補償策略則可以獲得更低的溫度系數(shù)[9-13]。VBE線性化技術(shù)利用不同工藝結(jié)構(gòu)的電阻具有的不同溫度系數(shù)對電路進行溫度補償。譬如FeiyanMu等通過線性補償以及在核心電路中引入前置調(diào)節(jié)器，設(shè)計出在-55 °C至125 °C范圍內(nèi)溫度系數(shù)為5.8ppm/°C的基準源[14]。而AbhisekDey等通過對帶隙基準源啟動電路的改進以及指數(shù)補償，設(shè)計出在-20 °C至100 °C范圍內(nèi)溫度系數(shù)為5.5ppm/°C的基準源[15]。

文中基于標準0.18μmCMOS工藝，設(shè)計了一種低溫度系數(shù)的帶隙基準電壓源，通過采用電流模結(jié)構(gòu)和VBE線性化補償技術(shù)實現(xiàn)了在低電源電壓下的高階溫度補償。仿真實驗結(jié)果表明，在-40～125 ℃范圍內(nèi)該帶隙基準電壓源的溫度系數(shù)僅為6.855ppm/℃，低頻時電源電壓抑制比為-95dB，電源電壓在0.6～1.8V范圍內(nèi)變化時線性調(diào)整率為0.2%。

1 帶隙基準電壓源基本原理

帶隙基準電壓源首先產(chǎn)生兩個分別具有正溫度系數(shù)的電壓V+和具有負溫度系數(shù)的電壓V-，并使輸出電壓VREF滿足：

VREF=αV++βV-

(1)

其中，α和β是待確定的設(shè)計參數(shù)，通過選擇合適的α和β使得VREF的溫度系數(shù)為零，即

α·?V+/?T+β·?V-/?T=0

(2)

下面介紹如何獲得具有正負溫度系數(shù)的電壓。

1.1 負溫度系數(shù)電壓

雙極型晶體管集電極電流Ic與基極-發(fā)射極電壓VBE之間的關(guān)系可表示為：

Ic=Isexp(VBE/VT)

(3)

其中，Is是雙極型晶體管的飽和電流；VT=kT/q，k為玻爾茲曼常量，q為電子電荷。

根據(jù)飽和電流Is的計算公式，可以得到VBE電壓的溫度系數(shù)為：

(4)

其中，參數(shù)m取為-1.5；Eg=1.12 eV是硅的帶隙能量。

當VBE=750mV，T=300K時，?VBE/?T≈-1.5 mV/℃。

由式(4)可知，VBE具有負的溫度系數(shù)，但其受到溫度變化的影響，因此帶隙基準只能在一個溫度點上獲得真正的零溫度系數(shù)。此外，負溫度系數(shù)的電壓會產(chǎn)生一個與溫度成反比(ContraryToAbsoluteTemperature，CTAT)的電流。

1.2 正溫度系數(shù)電壓

設(shè)兩個相同工藝的晶體管的集電極電流分別為nI0和I0，并忽略它們的集電極電流，那么它們基極-發(fā)射極電壓的差值可表示為：

(5)

因此VBE的差值表現(xiàn)出了正溫度系數(shù)，即

(6)

從式(6)可知，這個溫度系數(shù)與溫度本身以及集電極電流無關(guān)。正溫度系數(shù)電壓會產(chǎn)生與溫度成正比(ProportionalToAbsoluteTemperature，PTAT)的電流。

2 電路設(shè)計

對于正向工作的三極管，Tsividis在1980年推導(dǎo)出VBE和溫度及工藝相關(guān)的等式為[16]：

(7)

其中，Vg0是在0K時硅的帶隙電壓；T是絕對溫度；η是一個與溫度無關(guān)而與工藝相關(guān)的參數(shù)，其值大約在3.6～4之間；α是一個流過三極管偏置電流的溫度依賴參數(shù)，當偏置電流是一個PTAT電流時取值為1，當偏置電流與溫度無關(guān)時取值為0。

將式(7)整理得：

VBE(T)=a0-a1T-a2TlnT

(8)

根據(jù)式(8)可知，VBE含有高階項，因此僅通過一階溫度補償很難得到溫度系數(shù)很低的帶隙基準，為此需要進行高階溫度補償。對VBE進行高階溫度補償通常有兩種方法：一是利用數(shù)學中的泰勒公式對高階項TlnT進行展開，然后通過電路設(shè)計的方法抵消高階項；二是直接設(shè)計出能夠抵消掉高階項TlnT的電路或是與TlnT曲線變化大致相似的電路，從而消除多余項對基準源的影響，譬如指數(shù)型曲率補償方法。這里采用第二種補償方法。

所設(shè)計的帶隙基準電壓源的電路原理圖如圖1所示。其中，三極管Q1具有和絕對溫度成正比的電流偏置，因此對應(yīng)的α為1，而三極管Q2是與溫度無關(guān)的電流偏置，因此對應(yīng)的α為0。

根據(jù)式(7)，Q1和Q2的基極-發(fā)射極電壓可分別表示為：

(9)

(10)

VBE1和VBE2的電壓差加在線性補償電阻R3上，會產(chǎn)生一個含有TlnT項的電流INL，即

(11)

而輸出的基準電壓Vref則可以表示為：

(12)

由式(9)、(10)、(12)可知，當R2/R3的值為η-1時，就可以消除VEB1中的非線性項。根據(jù)上述理論最終優(yōu)化出圖1中電阻R1～R4的取值分別為：5.4kΩ，44kΩ，16.6kΩ和47kΩ。

圖1 帶隙基準電壓源的電路原理圖

圖1中的運算放大器需要具有較大的增益和較好的穩(wěn)定性，因此采用了具有米勒補償?shù)膬杉壏糯笃鹘Y(jié)構(gòu)，電路原理圖如圖2所示。圖3為運算放大器頻率特性曲線，可以看出低頻增益約為101.9dB，單位增益帶寬為17.72MHz，相位裕度約為93.6°，性能滿足要求。

圖2 運算放大器的電路原理圖

圖3 運算放大器的頻率特性曲線

三極管Q0和Q1的發(fā)射極面積比設(shè)為N，如果N太小，那么為了保證基準源得到零溫度系數(shù)，電阻必然會取大值，這將導(dǎo)致電阻占用基準電路版圖的面積會很大；如果N太大，那么相應(yīng)的三極管將占據(jù)基準電路版圖的面積會很大。因此將N取為8，并且三極管的版圖布局采用共質(zhì)心法，其優(yōu)點在于其外面的八個管子在結(jié)構(gòu)上將中間的管子包圍，這樣可以使中心管和外管在工藝上誤差小，匹配度好。此外，電路中的電流鏡管采用了低壓共源共柵電流鏡，減小了電流鏡中晶體管的失配以及襯偏效應(yīng)對電流鏡像準確度的影響。

3 仿真結(jié)果

基于標準0.18μmCMOS工藝庫，實現(xiàn)了低溫度系數(shù)的帶隙基準電壓源的設(shè)計和仿真。電壓源線性調(diào)整率的仿真結(jié)果如圖4所示?？梢钥闯?，當電源電壓達到0.8V時電路即可正常工作，說明該電路符合低壓工作條件。由圖4可知，電源電壓在1V時輸出電壓為701.96mV，在1.8V時輸出電壓為700.1mV，則其根據(jù)定義可以算得電壓源的電源調(diào)制率為：

在-40～85 ℃的寬溫度范圍內(nèi)進行溫度掃描，得到的輸出電壓曲線如圖5所示。根據(jù)溫度系數(shù)的定義可以計算得到電壓源的溫度系數(shù)為：

圖4 輸出電壓隨電源電壓變化的曲線

圖5 輸出參考電壓的溫度特性

圖6為帶隙基準電壓源的電源抑制比(PowerSupplyRejectionRatio，PSRR)曲線。由圖6可知，電路在低頻時的PSRR達到了-95dB，表現(xiàn)出良好的抑制電源干擾特性。

圖6 電路的電源抑制特性

由于存在工藝的隨機擾動等一些不可預(yù)計的因素，集成電路加工過程中器件的尺寸會發(fā)生偏差，而片上的電阻產(chǎn)生較大偏差，因此就需要驗證在電阻R1～R4產(chǎn)生的變化對電路輸出電壓的影響。當溫度補償電阻R3阻值發(fā)生變化時，帶隙基準源溫度系數(shù)也會產(chǎn)生變化，如圖7所示。

圖7 線性補償電阻R3的偏差對輸出電壓的影響

由圖7可看出，當電阻R3的阻值為16.66kΩ時,電路輸出電壓的溫度系數(shù)達到最小,而當R3發(fā)生變化時溫度系數(shù)也會相應(yīng)變大，因此在進行版圖設(shè)計時需要通過增大面積、采用對稱結(jié)構(gòu)以及增加dummy電阻等方法來減小集成電路加工中電阻R3可能產(chǎn)生的偏差。

4 結(jié)束語

基準電壓源是集成電路系統(tǒng)中的重要組成部分，文中基于標準0.18μmCMOS工藝設(shè)計了一種低溫度系數(shù)的帶隙基準電壓源。仿真實驗結(jié)果表明，所設(shè)計的電壓源電路在-40～125 ℃范圍內(nèi)溫度系數(shù)僅為6.855ppm/℃，低頻時電源電壓抑制比達到-95dB，并且電源電壓在0.6～1.8V內(nèi)變化時線性調(diào)整率為0.2%，表現(xiàn)出了良好的綜合性能。

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Design of a Bandgap Voltage Reference with a Low Temperature Coefficient

ZHANG Ying,WANG Jian,ZHOU Hong-min

(College of Electronics Science & Engineering,Nanjing University of Posts &Telecommunications,Nanjing 210046,China)

The reference voltage source is an important part of the integrated circuit system,and it has a direct impact on the stability and robustness of the system.The temperature coefficient is one of the important performances of the reference voltage source,and the high-order temperature compensation technology is an effective way to reduce the temperature coefficient.A bandgap voltage reference with a low temperature coefficient is designed based on standard 0.18μmComplementaryMetalOxideSemiconductor(CMOS)process.Thecurrentmodestructureisusedtomakethecircuitworkingunderthelowpowersupplyvoltage,andthelinearcompensationtechnologyisappliedtocompletethehighordertemperaturecompensation.Thedesignedvoltagereferencegivesagoodlowtemperaturecoefficientof6.855ppm/℃inthetemperaturerangefrom-40to125degree,andprovidesagoodPowerSupplyRejectionRatio(PSRR)of-95dBinthelowfrequencyband.Thevoltagelinearregulationofthebandgapvoltagereferenceisonly0.2%whilethesupplyvoltagechangesfrom0.6Vto1.8V.Thesimulationresultsshowthatthecircuitstructurecanimprovethetemperatureperformanceofthebandgapreferencevoltagesourceeffectively.

bandgap reference;temperature coefficient;current mode;power supply rejection ratio

2015-05-18

2015-08-20

時間：2016-01-26

國家自然科學基金資助項目(61106021)；江蘇省高校自然科學研究面上項目(15KJB510020)作者簡介：張 瑛(1980-)，男，博士，副教授，研究方向為射頻與微波集成電路設(shè)計。

http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1450.TP.20160126.1520.052.html

TN47

A

1673-629X(2016)02-0150-04

10.3969/j.issn.1673-629X.2016.02.034