+ 劉天雄

衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)接收機原理與設(shè)計
——之一（下）

+ 劉天雄

2.2 射頻前端

通常天線接收到的導(dǎo)航衛(wèi)星信號不僅功率極其極低，而且摻雜著噪聲并且伴隨著各種有意無意的干擾信號，一般情況下導(dǎo)航信號弱于背景噪聲，例如，GPS系統(tǒng)L1頻段的信號地面功率為-160dBW，民用L1頻點的信號功率比背景噪聲低16dB，美國軍用P碼信號功率比C/A碼信號功率密度低13dB，GPS信號強度如圖5所示。因此，導(dǎo)航信號很容易受到干擾，安全性比較差，接收機在開展相關(guān)信號處理前首先要放大接天線收到的導(dǎo)航信號。

圖5 GPS信號強度

接收機射頻前端定義為接收天線到模數(shù)轉(zhuǎn)換器之間的所有部件，它是將天線接收到的無線電導(dǎo)航信號進行濾波、低噪聲放大、再濾波、混頻、再濾波和放大等一系列單元的組合，輸出是具有一定增益的易于被數(shù)字采樣的數(shù)字中頻信號。主要作用是對接收到的導(dǎo)航信號進行預(yù)處理和下變頻處理，信號預(yù)處理首先利用帶通濾波器濾除帶外干擾信號，然后對濾波處理的信號進行放大；下變頻利用混頻器將接收到的射頻信號降頻處理成為模擬中頻信號，這就要求射頻前端提供穩(wěn)定、精確的本地晶振與輸入信號進行混頻。

2.2.1 基本結(jié)構(gòu)

衛(wèi)星導(dǎo)航接收機射頻前端由帶通濾波器（BPF）、放大器（Amplifier）、本地振蕩器LO（Local Oscillator）、頻率綜合器（frequency synthesizer）、自動增益控制器AGC（Automatic Gain Control）、模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC（Analog to Digital Converter）組成，射頻前端基本結(jié)構(gòu)如圖6所示，其中頻率綜合器為接收機射頻前端提供時間和頻率參考。射頻前端接收天線捕獲到的無線電射頻衛(wèi)星導(dǎo)航信號，完成射頻信號下變頻（down-conversion）、濾波（filtering）、放大（amplification）、采樣（sampling）等信號處理任務(wù)，射頻前端又稱為前置放大器。

射頻處理前端首先利用帶通濾波器（BPF）濾除波段外的噪聲干擾，利用放大器放大信號，濾波放大后的射頻信號與本地振蕩器信號（LO）相乘，即混頻處理號，然后再次利用帶通濾波器（BPF）濾除噪聲信號，濾除高頻分量并獲得中頻（intermediate frequency）模擬信號，簡稱IF信號，中頻信號保留載波信號上所調(diào)制的全部數(shù)據(jù)和信息；最后利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）將模擬中頻信號數(shù)字化處理，獲得數(shù)字中頻導(dǎo)航信號，包括I支路同相（in-phase）分量和Q支路正交（quadrature）分量。

1 濾波和放大模塊Filtering and Amplification

由于衛(wèi)星導(dǎo)航信號功率較低，例如，用戶接收到GPS全球定位系統(tǒng)L1頻段的信號功率為-160dBW，其微弱程度相當(dāng)于一只50W普通燈泡的光從20000Km的GPS衛(wèi)星軌道空間照射到地球表面，而我們?nèi)粘Ｊ褂寐?lián)通手機信號功率則為-134dBW，也就是說GPS用戶接受到的信號強度大約只有手機信號的1/400。通常在接收機天線后端需要一套濾波和低噪聲放大電路LNA（Low-Noise Amplifiers），其作用是濾除接收到的射頻信號的噪聲并去除帶外干擾信號，同時補償導(dǎo)航信號的空間傳播損耗（transmission losses）。

圖6 衛(wèi)星導(dǎo)航接收機射頻前端基本結(jié)構(gòu)

圖7 衛(wèi)星導(dǎo)航接收機射頻前端外差（左）和零差（右）下變頻模塊

2 本地振蕩器和頻率綜合器模塊

本地振蕩器LO（Local Oscillator）的性能指標(biāo)是短期穩(wěn)定性（short-term stability）、長期穩(wěn)定性（longterm stability）以及相位噪聲（phase noise）。雖然大部分商業(yè)導(dǎo)航接收機采用一般的低成本晶體振蕩器就能夠完成用戶任務(wù)，但是一些高端的導(dǎo)航應(yīng)用，例如軍事應(yīng)用會采用高穩(wěn)定度的原子頻率振蕩器（atomic oscillators）。

設(shè)計導(dǎo)航接收機頻率綜合器（f r e q u e n c y synthesizer）時，要考慮所要接收的導(dǎo)航信號的頻點及其特征、信號采樣頻率、中頻信號頻率以及所期望獲得的最大的綜合性能等因素，例如考慮剔除帶外干擾（out of band interference）、減少相位噪聲影響（phase noise impact）以及剔除射頻信號下變頻諧波（out of band interference）等因素。

3 下變頻模塊 Down-conversion

射頻前端的下變頻模塊的功能是將接收到的無線電導(dǎo)航射頻RF（radio frequency）信號轉(zhuǎn)換為中頻IF（intermediate frequency）信號或者基帶（baseband）信號，轉(zhuǎn)換方法可以采用直接轉(zhuǎn)換（direct conversion）技術(shù)，也可以采用零差法（homodyning）和外差法（heterodyning）等混合操作（mixing operations）技術(shù)。零差法和外差法通過對兩個不同頻率的信號進行混頻，目的是將相同的信息調(diào)制到兩個不同的頻點，其中一個頻點是兩者的和頻，另一個是兩者的差頻?；旌喜僮骷夹g(shù)的基礎(chǔ)是接收機的本地振蕩器LO，為了抑制諧音（harmonics）和鏡像頻率（image frequencies）靠近中頻信號，需要選擇設(shè)計本地振蕩器LO的頻率。零差和外差混合操作流程如圖7所示。

目前接收機一般采用兩步法（two-stage approach）外差混合操作下變頻技術(shù)獲取中頻信號，信號下變頻處理期間將產(chǎn)生兩個不同的中頻信號，代價是導(dǎo)致鏡像頻率分離，優(yōu)點是可以使用低品質(zhì)因數(shù)濾波器和低等級的模數(shù)轉(zhuǎn)換器件，下變頻設(shè)計手段更加靈活，進一步濾除帶外噪聲和干擾信號，同時可以剔除不想要的鏡像頻率信號。

對于零差法，一般采用一步法下變頻技術(shù)獲得中頻信號，接收機本地振蕩器調(diào)諧到導(dǎo)航射頻信號頻率，由于零差法混合操作下變頻技術(shù)直接將導(dǎo)航射頻信號轉(zhuǎn)換成為基帶信號，所有這種方法通常也可以稱為直接轉(zhuǎn)換技術(shù)。雖然零差法混合操作下變頻技術(shù)比較簡單，不需要使用中頻濾波器，由此不需要處理鏡像頻率信號，但在處理導(dǎo)航射頻信號時需要使用高品質(zhì)因數(shù)的濾波器，品質(zhì)因數(shù)（quality factors）是3dB帶寬與中心頻率的比值，其值越高則濾波器越尖銳，高品質(zhì)因數(shù)濾波器意味著將提高接收機的成本。另一個問題是，如果直接將射頻信號下變頻到基帶中頻信號，則諧波接近零頻，導(dǎo)致很難將其濾除。

這里需要簡要說明導(dǎo)航射頻信號直接采樣（direct sampling）技術(shù)，即導(dǎo)航射頻信號無須經(jīng)過下變頻處理為中頻信號，對導(dǎo)航射頻信號直接采樣，雖然導(dǎo)航射頻信號直接采樣技術(shù)在設(shè)計上不需要混頻器（mixers）本地振蕩器（LO），但仍需要放大器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器。目前射頻信號（1.2GHz～1.6GHz）的直接采樣技術(shù)對信號處理硬件要求較高，從設(shè)計和成本兩個因素考慮均不能在市場中大量推廣使用。盡管當(dāng)前接收機很難在設(shè)計上采用導(dǎo)航射頻信號直接采樣技術(shù)，但直接采樣技術(shù)具有可以規(guī)避導(dǎo)航信號與本地振蕩器不匹配造成的無用信號和誤差等的顯著優(yōu)勢，此外，直接采樣技術(shù)降低了對時鐘抖動（clockjitter）和噪聲混疊（noise folding）的敏感度。

4 量化和采樣模塊 Quantization and Sampling

量化（Quantization），即通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC（analog to digital converters）對接收到的導(dǎo)航信號進行數(shù)字化處理，確保量化誤差（quantization errors）和動態(tài)范圍（dynamic ranges）符合原始信號特征。模數(shù)轉(zhuǎn)換將接收到的模擬信號轉(zhuǎn)化成為離散數(shù)字信號（discrete digital signal），量化方法可以采用均勻量化（uniform）、非均勻量化（nonuniform）、中心量化（centered）、非中心量化（non-centered）等多種方式，具體取決于信號噪聲特征，如圖8所示。

圖8 非中心、非均勻量化(左)，中心、均勻量化(右)

雖然大部分GNSS接收機都采用uniform量化技術(shù)，但是一些non-uniform量化技術(shù)，諸如Amoroso和DataFusion技術(shù)，具有一定的抗連續(xù)波CW（Continuous Wave）干擾（interference）能力。而自適應(yīng)量化方法（Adaptive quantization methods），則能根據(jù)信號輸出幅值自動調(diào)整量化電平（quantization levels）。

量化方法和量化范圍的選擇也取決于信號的噪聲特征，對于GNSS接收機，接收到的導(dǎo)航信號的功率比較低，例如GPS衛(wèi)星播發(fā)到地面的L1頻段信號功率為-160dBW，其微弱程度相當(dāng)于一只50W普通燈泡的光從20000Km的GPS衛(wèi)星軌道空間照射到地球表面，因此，GNSS接收機模數(shù)轉(zhuǎn)換器信號量化結(jié)果看起來與接收到的噪聲信號類似。

在最大量化門限（maximum quantization threshold）L和信號噪聲標(biāo)準(zhǔn)偏差（noise standard deviation）σ之間存在一個最優(yōu)的比率，保證在相關(guān)輸出時信噪比劣化最小，即

考慮量化位數(shù)的影響，一般2-bit量化時，信號量化損失1.5dB，1-bit量化時，信號量化損失3.5dB。對于GNSS信號和其接收機而言，上述信號量化損失是可以接受的。雖然采用1-bit量化器時可以不用自動增益控制AGC系統(tǒng)，并由此簡化硬件設(shè)計，但是為了提高接收機抗干擾能力，信號增益控制仍然需要自動增益控制AGC系統(tǒng)。

利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC對輸入的下變頻處理后的基帶中頻導(dǎo)航信號完成采樣時，需要選擇合理的采樣頻率（sampling frequency）。事實上，對于衛(wèi)星導(dǎo)航信號，采樣頻率不應(yīng)該是1.023 MHz的倍數(shù)，根據(jù)Nyquist–Shannon采樣定理，采樣頻率需要代表并能夠復(fù)制原始信號，如果信號單邊基帶帶寬為B，則采樣頻率需要大于兩倍的帶寬，即

信號的中心頻率（centre frequency）和頻譜（spectrum）被移動，同時進行全部頻譜的N次疊加。由此，為了避免信號混疊效應(yīng)，生成的復(fù)制信號在處，不能交疊，如圖9所示，圖9中上圖為原始信號，圖9中中圖為采樣頻率滿足Nyquist采樣定理要求，圖9中下圖為采樣頻率不滿足Nyquist采樣定理要求，發(fā)生了頻率混疊現(xiàn)象。

圖9 Nyquist-Shannon采樣定理示意圖

5 自動增益控制模塊 Automatic Gain Control

自動增益控制AGC與導(dǎo)航線號下變頻和采樣量化緊密關(guān)聯(lián)，自動增益控制AGC器是一個自適應(yīng)閉環(huán)控制系統(tǒng)，以增加信號動態(tài)范圍（dynamic range）、控制量化電平（quantization levels）、優(yōu)化最大量化門限和信號噪聲標(biāo)準(zhǔn)偏差之間比率。

自動增益控制AGC有多種實現(xiàn)方式，根據(jù)接受信號幅值調(diào)整信號增益是最常用的方法，這種方法完全在模擬域?qū)崿F(xiàn)增益控制。另一個方法是根據(jù)自動增益控制AGC器輸出的Gaussian分布概率密度，匹配信號輸入輸出功率大小，調(diào)整自動增益控制AGC的增益。

然而，在存在連續(xù)波CW干擾的情況下，傳統(tǒng)的自動增益控制AGC器性能受到較大影響，如果干噪比J/N（Jammer-to-Noise）為20 dB，則信噪比SNR下降約10 dB。為了降低連續(xù)波CW干擾影響，可以采樣動態(tài)調(diào)整量化間隔技術(shù)，或者采樣過量化技術(shù)，以增加自動增益控制AGC動態(tài)范圍。如果存在脈沖干擾（pulsed interference），可以采用數(shù)字消隱（digital blanking）等附加量化位技術(shù)，量化數(shù)值與動態(tài)門限相比較，如果采樣值超過門限，則該采樣值被置零。

2.2.2 信號帶寬 Signal Bandwidth

除了電氣設(shè)計，設(shè)計衛(wèi)星導(dǎo)航接收機射頻部分（包括天線和前端）時，需要根據(jù)使用環(huán)境和應(yīng)用范圍考慮信號結(jié)構(gòu)（頻譜和帶寬）。衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)新的星座設(shè)計以及新的信號調(diào)制方式帶來了不同的頻譜分配和帶寬選擇方案。例如，表1給出了GPS系統(tǒng)L1頻點和Galileo系統(tǒng)E1頻點信號特征，兩者中心頻點相同，均是1575.42MHz。

對于GPS系統(tǒng)，如果接收機僅僅跟蹤L1頻點的C/A碼信號，接收機天線需要滿足4.092 MHz帶寬信號接收需求，對于Galileo系統(tǒng)，由于其信號設(shè)計和信號擴頻特性，跟蹤E1頻點的B/C碼信號時，接收機天線需要滿足兩倍的4.092 MHz帶寬信號接收需求。當(dāng)然，接收并處理越多的信息，接收機定位精度也將越高，因此，用滿足接收帶寬要求的一副天線，同時接收GPS系統(tǒng)L1頻點和Galileo系統(tǒng)E1頻點信號的雙星座接收機，將使用戶從GPS和Galileo兩個衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)中同時獲取最大效益。

雙頻接收機（Dual-frequency receivers）需要使用雙波段接收天線（dual-band antennas），其射頻前端帶寬規(guī)模要與接收機的應(yīng)用場景、定位精度以及可實現(xiàn)的技術(shù)相匹配。例如，測量型接收機需要更寬的信號接收帶寬以獲得更高的定位解算結(jié)果；然而，一些低成本接收機只需要一副接收天線，其射頻前端帶寬約為2 MHz，就能夠接收足夠功率的導(dǎo)航信號并能獲得“米級”定位精度。接收機定位解算的精度不僅與天線及射頻前端的帶寬成比例，而且也與數(shù)字信號基帶處理的能力和功耗成比例。

2.2.3 從射頻信號到中頻基帶信號 From RF to Baseband

衛(wèi)星導(dǎo)航接收機接收到的信號可以表示為（忽略噪聲）：

例如，GPS系統(tǒng)L1頻點信號可以寫為：

式中:

圖10 GNSS接收機基帶數(shù)字信號處理通道

在這個階段，模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC對接收到的導(dǎo)航信號進行采樣處理，采樣處理后的離散數(shù)字信號分別與本地數(shù)字正弦波以及數(shù)字余弦波進行混頻處理?；祛l處理將將中頻（IF）信號轉(zhuǎn)換稱為基帶（baseband）信號，同時保留原始相位信息：

信號是復(fù)變量，由此可以按同相（in-phase）I分量和正交（quadrature）Q分量，如下式：

最后，接收機數(shù)字基帶處理模塊（baseband processing block）負責(zé)處理上述基帶信號。

2.3 數(shù)字信號處理模塊Digital Signal Processing

衛(wèi)星導(dǎo)航接收機的基帶信號處理模塊負責(zé)處理接收到的導(dǎo)航信號，例如捕獲和跟蹤視界范圍內(nèi)的每顆導(dǎo)航衛(wèi)星的信號，基帶信號處理模塊的輸入是下變頻處理后的數(shù)字信號。一般衛(wèi)星導(dǎo)航接收機的基帶信號處理模塊都有多個獨立的處理通道，每個數(shù)字信號處理通道如圖10所示，

圖10中“Doppler Removal”為“多普勒頻移去除”、“Local Codes generation”為“接收機生成的本地復(fù)制偽碼信號”、“I & D”為“積分和清零(Integrate and Dump)”、“PLL”為“相位鎖相環(huán)(Phase-Lock-Loop)”、“DLL”為“延遲鎖定環(huán)(Delay-Lock-Loop)”、“Updated Carrier Phase”為“載波相位更新”、“Updated code delay”為“偽碼延遲更新”、“data demodulation”為“信號解調(diào)”、“data processing”為“信號處理”、“l(fā)ock detectors”為“信號鎖定檢測”。

導(dǎo)航接收機基帶信號處理模塊中的每個處理通道的結(jié)構(gòu)完全一樣，每個處理通道能夠獨立跟蹤、處理某一顆導(dǎo)航衛(wèi)星播發(fā)的信號。為了生成用戶機和衛(wèi)星之間的偽碼測距觀測量（code pseudorange）、載波相位測量值（carrier phase measurements）以及多普勒頻移（Doppler frequency），每個處理通道的工作目標(biāo)是跟蹤導(dǎo)航信號的偽隨機測距碼延遲（code delay）和載波相位（carrier phase）。由此，每個處理通道至少有兩個信號跟蹤鎖定環(huán)路，即跟蹤偽碼的延遲鎖定環(huán)DLL（Delay Lock Loops）和跟蹤載波相位延遲的相位鎖定環(huán)PLL（Phase Lock Loops）。

根據(jù)多普勒頻移預(yù)估值，基帶數(shù)字信號處理模塊清除采樣信號后的多普勒頻移，然后根據(jù)偽碼相位延遲預(yù)估值，將采樣信號與接收機本地生成的復(fù)制偽碼信號進行相關(guān)處理，根據(jù)相關(guān)處理結(jié)果，得到新的多普勒頻移和偽碼相位延遲數(shù)據(jù)，然后重復(fù)進行采樣信號與本地復(fù)制偽碼信號相關(guān)處理，不斷反饋計算，直到獲得精確的多普勒頻移和偽碼相位延遲數(shù)據(jù)，通過比特位同步、幀同步得到衛(wèi)星的子幀數(shù)據(jù)，解算出偽碼測距值（code pseudo-ranges）、載波相位測量值（carrier phase measurements）以及導(dǎo)航電文數(shù)據(jù)（navigation data）。最后，基帶數(shù)字信號處理模塊集成每個通道的解算結(jié)果，根據(jù)三角測量原理，利用四個通道的處理數(shù)據(jù)就能解算出用戶的位置坐標(biāo)。

另外，根據(jù)不同的應(yīng)用場景，基帶數(shù)字信號處理模塊需要配置一些專用的軟件（算法），例如，多路徑效應(yīng)減緩、抗突發(fā)窄帶干擾等。接收機還可以根據(jù)需求動態(tài)調(diào)整環(huán)路配置參數(shù)，例如，當(dāng)接收機處于高動態(tài)工作環(huán)境狀態(tài)時，為了避免跟蹤環(huán)路失鎖，可以增加相位鎖定環(huán)PLL的帶寬。