王曉， 王喜明，屈穩(wěn)太， 趙媛，張琴

(1.太原科技大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，山西 太原 030024;2.浙江大學(xué) 寧波理工學(xué)院，浙江 寧波 315100)

0 引言

三電平并網(wǎng)逆變器相對于二電平并網(wǎng)逆變器有很多優(yōu)勢:諧波含量少、電磁干擾小、濾波電感低、功率開關(guān)管承受電壓低等［1］，現(xiàn)有的三電平逆變器結(jié)構(gòu)主要為NPC型，但NPC型三電平并網(wǎng)逆變器存在缺點(diǎn):中點(diǎn)電壓不平衡［2-3］。一直以來三電平并網(wǎng)逆變器中點(diǎn)電壓不平衡問題都是該領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)，研究者們分別從擴(kuò)展硬件元器件和改善軟件控制方法二方面，改善中點(diǎn)電壓不平衡問題［4-7］。文獻(xiàn)［4］通過對三電平半橋并網(wǎng)逆變器中點(diǎn)電壓不平衡機(jī)理的分析，提出加補(bǔ)償電感電流直流分量方法和準(zhǔn)PR(Proportion Resonant)控制器方法，但在控制過程中引入了“計(jì)算直流分量”環(huán)節(jié)，增加了控制難度，影響了響應(yīng)速度;文獻(xiàn)［5］提出了中點(diǎn)電位環(huán)寬矢量控制算法，使得控制方法復(fù)雜化;文獻(xiàn)［6］是通過硬件加入RLC均衡電路，從而維持兩個電容電壓的均衡，但增加了硬件成本;文獻(xiàn)［7］提出了增加第四飛跨電容輔助橋臂的方案，增加了硬件成本和輸出控制信號的數(shù)量;

上述文獻(xiàn)研究者們通過擴(kuò)展硬件和改善軟件以彌補(bǔ)NPC型三電平并網(wǎng)逆變器的不足，具有一定的效果，但三電平并網(wǎng)逆變器中點(diǎn)電壓不平衡的問題依然存在。本文提出了六相三電平逆變器及其控制方法，去掉了NPC型三電平逆變器中用于產(chǎn)生零電位的兩個分壓電容和六個續(xù)流二極管，從根本上解決了三電平并網(wǎng)逆變器的中點(diǎn)電壓不平衡問題，而且保留了三電平逆變器的相應(yīng)優(yōu)點(diǎn)，并且在減少硬件成本的同時使軟件控制也更加簡單。

1 六相三電平主電路結(jié)構(gòu)分析

如圖1所示，六相三電平主電路結(jié)構(gòu)是本文提出整體主電路結(jié)構(gòu)，分為主電路部分和控制電路部分:主電路部分，由六個單相橋臂、LRC濾波電路和隔離耦合變壓器組成;控制電路部分，電壓、電流經(jīng)過采樣電路進(jìn)入六相SVPWM控制器，控制器經(jīng)過計(jì)算發(fā)出相應(yīng)的PWM控制波，控制六相橋臂。

圖1 整體主電路結(jié)構(gòu)

對六相三電平逆變器的其中兩相進(jìn)行分析:圖2中電感L1，電阻R2和電容C2是濾波電路，L11和L12分別是變壓器原邊和副邊兩端的漏感，Lm是變壓器的勵磁電感，L2是電網(wǎng)的系統(tǒng)電感，U1和U2分別為變壓器原、副邊的電壓，直流電源電壓為 Udc［8］。

圖2 主電路圖分析

如圖2所示，(1)當(dāng)開關(guān)Q1和Q4開通時，U1=Udc，U2=;(2)當(dāng)開關(guān)Q2和Q3開通時，U1=Udc，;(3)當(dāng)開關(guān)Q1和Q3(或開關(guān)Q2和Q4)開通時，U1=0，U2=0。這樣就形成了三電平，其它的四相工作原理與此兩相相同。

2 控制器設(shè)計(jì)

六相三電平并網(wǎng)逆變器的控制策略，采用了SVPWM控制，主要包括如下過程:空間電壓矢量的合成分析、合成矢量區(qū)域的分配、各分矢量作用時間的計(jì)算、時間與各分矢量結(jié)合形成控制波形。

2.1 空間電壓矢量的合成分析

六相橋臂有12個開關(guān)管Q1～Q12，由于橋臂上下開關(guān)管同時導(dǎo)通會導(dǎo)致直流電源短路，上下開關(guān)管同時關(guān)斷不能形成有效回路，所以橋臂上下的開關(guān)管不能同時導(dǎo)通和同時關(guān)斷。定義開關(guān)管的上橋臂導(dǎo)通時為“1”下橋臂導(dǎo)通時為“0”，這樣六相逆變橋臂的工作狀態(tài)可組成六位的二進(jìn)制數(shù)000 000～111 111，形成26=64種不同的開關(guān)狀態(tài)。

設(shè)三相正弦電壓瞬時表達(dá)式為:

合成的空間電壓矢量為:

通過對000 000～111 111共64種開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行分析得，合成電壓矢量圖，如圖3所示。

對合成結(jié)果分析得:64種開關(guān)狀態(tài)共合成64個矢量，按模值不同分成4類:10個零矢量、36個模值為Udc的小矢量、12個模值為Udc的中矢量和6個模值為2Udc的大矢量。各組模值對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)如下表1-表4。

圖3 合成電壓矢量圖

表1 矢量和長度為0時開關(guān)狀態(tài)二進(jìn)制表示

表2 矢量和長度為Udc時開關(guān)狀態(tài)二進(jìn)制表示

表3 矢量和長度為Udc時開關(guān)狀態(tài)二進(jìn)制表示

表3 矢量和長度為Udc時開關(guān)狀態(tài)二進(jìn)制表示

角度30 角度90 角度150 角度210 角度270 角度330 100 001 100 100 000 110 010 010 011 000 001 001 101 101 100 111 110 110 011 110 011 011 111 001

表4 矢量和長度為2Udc時開關(guān)狀態(tài)二進(jìn)制表示

2.2 合成矢量區(qū)域的分配

見圖4，設(shè)合成矢量為 Uref，將合成矢量的模值設(shè)為Vref，角度設(shè)為θref。則 Vref范圍為 0 ～ 2Udc，θref的范圍為0～360°。

首先以60°為單位可以將矢量圖分為六個大的區(qū)域:扇區(qū)Ⅰθref(0°～ 60°)、扇 區(qū) Ⅱ θref(60°～120°)、扇區(qū)Ⅲθref(120°～ 180°)、扇區(qū)Ⅳθref(180°～ 240°)、扇區(qū)Ⅴθref(240°～300°)、扇區(qū)Ⅵθref(300°～360°);然后，在每一個大的扇區(qū)中分出六個小的分區(qū)，參考矢量Uref在α軸和β軸的投影分別為

圖4 合成矢量區(qū)域的分配

以扇區(qū)Ⅰ為例:

當(dāng)(θref)(0°～30°)時，若，則為區(qū)域 ①;若，則為區(qū)域③;否則為區(qū)域④;

當(dāng)(θref)(0°～30°)時，若，則 為區(qū)域②;若，則為區(qū)域⑥;否則為區(qū)域⑤;

2.3 各矢量作用時間的計(jì)算

設(shè):T表示在θref通過一個小分區(qū)的時間，Vx表示矢量x，tx表示矢量x在一個小分區(qū)內(nèi)作用的時間。

如圖5對于扇區(qū)Ⅰ中的區(qū)域①有三個最接近三角形的電壓矢量 VA1，VA2，VA3，由伏秒平衡原理可得:

將(4)式中的矢量，在α-β軸上進(jìn)行分解得:

圖5 對扇區(qū)Ⅰ矢量分析

經(jīng)化簡得

解得

其它區(qū)域的計(jì)算和區(qū)域①的計(jì)算過程一樣，結(jié)果見表5。

表5 扇區(qū)Ⅰ中六個區(qū)域的時間

2.4 空間電壓矢量作用順序的確定

空間電壓矢量的作用順序主要遵守以下幾個原則:(1)開關(guān)矢量的選擇應(yīng)盡量滿足在每次開關(guān)矢量變化時，只改變一個開關(guān)狀態(tài);(2)為了方便控制，把一個小扇區(qū)分成七個開關(guān)矢量作用段，且開關(guān)矢量的作用時間是對稱的;(3)零矢量的作用時間是等份分配的。

綜合以上因素，以扇區(qū)Ⅰ為例，討論開關(guān)矢量的導(dǎo)通順序。在區(qū)域①中，一個開關(guān)周期內(nèi)矢量作用順序?yàn)?

在扇區(qū)Ⅰ的其他區(qū)域?qū)樞蛞姳?。

表6 扇區(qū)Ⅰ內(nèi)的各區(qū)域?qū)樞虮?/p>

2.5 時間與各矢量結(jié)合形成控制波形

將計(jì)算得到的時間和相應(yīng)的矢量結(jié)合生成控制波形，以扇區(qū)Ⅰ的區(qū)域①為例，生成控制波形如圖6。

3 仿真研究

為驗(yàn)證本文中提出的六相三電平并網(wǎng)逆變器的可行性，本文通MALTAB/Simulink軟件對其進(jìn)行了仿真。圖7是試驗(yàn)的主電路結(jié)構(gòu)圖。

圖6 PWM控制波形圖

圖7 試驗(yàn)的主電路結(jié)構(gòu)圖

圖8 未加入電網(wǎng)負(fù)載時的電壓波形

圖8是未加入電網(wǎng)負(fù)載時，直流母線電壓為400 V，變壓器的變比為1∶1時的相電壓波形和線電壓波形。從相電壓波形可以分析出:產(chǎn)生了+400 V和-400 V以及0 V三個電平的效果。從線電壓波形中分析出:當(dāng)兩個相差120(°)的相電壓PWM波形疊加時產(chǎn)生了五電平的效果:電平分別為:800 V、400 V、0 V、-400 V、-800 V。

圖9 加入電網(wǎng)負(fù)載時相電壓波形和THD分析

圖10 加入電網(wǎng)負(fù)載后的線電壓波形和THD分析

圖9 、10試驗(yàn)條件為:直流母線電壓為380 V;變壓器的變比為1∶1時;輸出接線電壓380 V的電網(wǎng)負(fù)載。

圖9為加入電網(wǎng)后的相電壓波形和THD分析，可以看出有5.1×10-8的直流分量諧波存在，諧波含量很小。圖10為加入電網(wǎng)后的線電壓波形和THD分析，可以看出有2.9×10-8的直流分量諧波存在，諧波含量近乎為零。逆變器并入電網(wǎng)后可以看出仿真結(jié)果和理論分析結(jié)果一致。

仿真研究結(jié)果驗(yàn)證了六相三電平并網(wǎng)逆變器的可行性，也展現(xiàn)出了六相三電平并網(wǎng)逆變器很多優(yōu)點(diǎn):1)相比NPC型三電平逆變器沒有中點(diǎn)電壓不平衡問題;2)隔離耦合變壓器可以使得輸入電壓的范圍更寬，從而降低對前端直流電壓調(diào)幅電路要求，使得逆變器的電壓適應(yīng)性更強(qiáng);3)同時保留了三電平逆變器的諧波污染小等優(yōu)點(diǎn)。

4 實(shí)驗(yàn)研究

基于DSP 2000系列TMS320F2812微控制器，搭建了一臺1 KW六相三電平并網(wǎng)逆變器的樣機(jī)。樣機(jī)主要的參數(shù)如表7所示。

圖11～圖13是樣機(jī)的實(shí)物展示和相關(guān)實(shí)驗(yàn)波形。

圖11為研制的樣機(jī)，由一塊DSP控制板、三塊光耦隔離驅(qū)動板、三個工頻變壓器組成。在測量電壓時采用電阻分壓電路，用兩個電阻R1，R2組成分壓電路，從而使測得的電壓為實(shí)際電壓的R1/(R1+R2)倍。

圖12為樣機(jī)測量的相電壓波形明顯可看出三電平的狀態(tài)。圖13為測量的線電壓波形，五點(diǎn)平效果是兩相相差120°的相電壓疊加的結(jié)果。經(jīng)過實(shí)物驗(yàn)證，驗(yàn)證了方案的可行性。

表7 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的主要參數(shù)

圖11 樣機(jī)實(shí)物圖

圖12 相電壓波形

圖13 線電壓波形

5 結(jié)束語

本文通過對六相三電平并網(wǎng)逆變器的主電路結(jié)構(gòu)和控制方法的研究。從理論分析、仿真試驗(yàn)和實(shí)物驗(yàn)證三個角度證明了六相三電平并網(wǎng)逆變器的可行性及其優(yōu)點(diǎn)。六相三電平并網(wǎng)逆變器有以下優(yōu)點(diǎn):(1)與NPC型三電平并網(wǎng)逆變器相比，沒有中點(diǎn)電壓不平衡問題;(2)隔離耦合變壓器使得直流母線的輸入電壓范圍更廣，也使得電路更加安全;(3)同時保留了三電平逆變器的諧波污染小等優(yōu)點(diǎn)。此六相三電平逆變器可以廣泛用于相應(yīng)場合。

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