趙國(guó)樹(shù)+周黎英

摘 要： 隨著無(wú)刷直流電機(jī)的廣泛使用，其控制器市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)愈發(fā)激烈，優(yōu)良的性能和低成本之間的矛盾日益突出。硬件部分采用了較高性價(jià)比79F9211單片機(jī)為控制器，設(shè)計(jì)了IGBT驅(qū)動(dòng)電路及其他輔助電路，完成了一種三相無(wú)刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)。在雙閉環(huán)調(diào)速環(huán)節(jié)，采用改進(jìn)的積分分離PI算法，優(yōu)化了電流采集的數(shù)字濾波算法，滿足了無(wú)刷直流電機(jī)控制的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能要求，降低了控制成本。最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了系統(tǒng)的可行性。

關(guān)鍵詞： 無(wú)刷直流電機(jī)； 79F9211單片機(jī)； 雙閉環(huán)控制； 改進(jìn)的積分分離PI算法； 消抖遞推濾波算法

中圖分類號(hào)： TN710?34； TP391.4 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2015）22?0142?05

無(wú)刷直流電機(jī)（Brushless DC Motors，BLDCM）具有高效率、大轉(zhuǎn)矩、小體積等特點(diǎn)，目前已經(jīng)廣泛應(yīng)用于電動(dòng)汽車、航空航天、家用電器及工業(yè)控制領(lǐng)域。隨著技術(shù)的進(jìn)步，BLDCM越來(lái)越向小型化、控制器全數(shù)字化、結(jié)構(gòu)新型化和控制先進(jìn)化方向發(fā)展[2]。當(dāng)前市場(chǎng)日益競(jìng)爭(zhēng)日益激烈，除了期望控制器有較好的靜態(tài)、動(dòng)態(tài)性能，還對(duì)控制成本提出了更高的要求。

早期的控制器多采用專用處理器，不利于拓展和二次開(kāi)發(fā)。隨著電子技術(shù)的發(fā)展，DSP及集成功率芯片的出現(xiàn)，為運(yùn)動(dòng)控制提供了良好的平臺(tái)，但隨之成本也相應(yīng)提高。針對(duì)上述問(wèn)題，采用了可靠的低成本方案實(shí)現(xiàn)了全數(shù)字無(wú)刷直流電機(jī)系統(tǒng)。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及單斬PWM控制

BLDCM控制系統(tǒng)硬件部分由微處理器、功率驅(qū)動(dòng)電路、電流檢測(cè)電路、霍爾信號(hào)輸入電路、調(diào)速電路等組成。如圖1所示，外部調(diào)速信號(hào)經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換，給控制系統(tǒng)提供速度給定，控制系統(tǒng)根據(jù)控制策略完成電子換相并改變PWM占空比，功率驅(qū)動(dòng)電路完成對(duì)IGBT的調(diào)制，通過(guò)改變電機(jī)的定子繞組電壓改變轉(zhuǎn)速。雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)所需的電流和速度值通過(guò)采樣電機(jī)母線電流和霍爾信號(hào)得到。

μPD79F9211是瑞薩推出的16位的單片微控制器，性能很高且非常適合BLDCM控制，其成本比最普通的8位單片機(jī)還略低。μPD79F9211的多功能定時(shí)器陣列單元（TAUS）在40 MHz的最大分辨率下可提供帶死區(qū)時(shí)間的6路 PWM 輸出；有多種硬件觸發(fā)A/D轉(zhuǎn)換方式，可準(zhǔn)確地避開(kāi)電機(jī)換相時(shí)刻，提高采樣電流的精度；內(nèi)置的運(yùn)放電路簡(jiǎn)化了電路設(shè)計(jì)，提高了抗干擾能力；內(nèi)置乘/除法器提高了運(yùn)算性能，此外，多功能定時(shí)器配備了雙通道比較器用于自動(dòng)故障檢測(cè)及過(guò)電流保護(hù)。

μPD79F9211的7個(gè)通道組合輸出產(chǎn)生6路三角波PWM信號(hào)。如圖2所示，通道0是主通道，由周期值開(kāi)始向下計(jì)數(shù)，其兩個(gè)周期構(gòu)成一個(gè)50 μs的PWM載波周期。其他為從通道，其中通道2，4，6運(yùn)行在上下計(jì)數(shù)模式并調(diào)制占空比；通道3，5，7工作在單次向下計(jì)數(shù)模式，控制死區(qū)時(shí)間。實(shí)際控制時(shí)，為減小開(kāi)關(guān)損耗，僅調(diào)制上半橋臂進(jìn)行PWM斬波，另一路下橋臂采用電平控制。

外部中斷設(shè)為上、下沿觸發(fā)方式，當(dāng)霍爾信號(hào)到來(lái)時(shí)進(jìn)入外部中斷，在中斷服務(wù)程序中，Timer09記錄相鄰兩次霍爾事件之間的計(jì)數(shù)脈沖值，通過(guò)計(jì)算可得到間隔時(shí)間；并根據(jù)當(dāng)前的霍爾序列查表產(chǎn)生如圖3所示的對(duì)應(yīng)的輸出序列。其中下橋臂為高電平關(guān)斷，低電平導(dǎo)通。

2 控制系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

2.1 電源電路設(shè)計(jì)

BLDCM控制器電源分3部分：

（1） 310 V母線電壓源。如圖4所示，壓敏電阻R1對(duì)電路起防過(guò)壓保護(hù)作用，兩組LC低通濾波器用來(lái)抑制EMI信號(hào)，經(jīng)整流后，由繼電器和電阻構(gòu)成的軟起動(dòng)電路對(duì)濾波電容充電，抑制浪涌電流。

（2） IGBT驅(qū)動(dòng)電壓。IGBT是電壓控制型器件，其柵極驅(qū)動(dòng)電壓一般為15 V左右，由85～265 VAC的寬電壓輸入的開(kāi)關(guān)電源芯片VIPer12A構(gòu)成穩(wěn)壓電源來(lái)實(shí)現(xiàn)，如圖5所示。輸出電壓經(jīng)15 V穩(wěn)壓管D6后的差值反饋到FB端，與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，改變VIPer12A內(nèi)部開(kāi)關(guān)時(shí)間，從而控制輸出電壓，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓目的。

（3） 單片機(jī)、霍爾電路、調(diào)速電路等需要的5 V電源可由15 V電壓經(jīng)三端穩(wěn)壓芯片穩(wěn)壓后產(chǎn)生。無(wú)刷電機(jī)的母線電流、調(diào)速模擬信號(hào)都需要經(jīng)過(guò)A/D轉(zhuǎn)換，其參考電壓精度很大程度上決定了采樣精度，因此除了將模擬地和數(shù)字地分開(kāi)只在一點(diǎn)用磁珠相連，還應(yīng)該設(shè)置精準(zhǔn)的A/D基準(zhǔn)源。如圖5所示，基準(zhǔn)電壓集成芯片TL431的參考端電位為2.5 V，精密電阻R7，R79阻值1 kΩ，則VREF= 2.5[R7+R77R7]=5 V。

2.2 霍爾信號(hào)輸入電路

BLDCM產(chǎn)生的霍爾信號(hào)首先由上拉電阻提高輸出電平，一方面，若斷開(kāi)霍爾接口，輸入將為錯(cuò)誤霍爾序列111，作故障報(bào)警提示；另一方面可提高噪聲容限，降低由干擾源造成的影響。該信號(hào)經(jīng)低通濾波電路濾除高頻干擾后，經(jīng)斯密特觸發(fā)器U5整形，送入外部中斷引腳INT4～6。如圖6所示。為實(shí)時(shí)獲取霍爾脈沖跳變，應(yīng)設(shè)置中斷優(yōu)先級(jí)為高，且設(shè)置中斷方式為上升、下降邊沿均使能。

2.3 IGBT驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

目前在市場(chǎng)上有很多成熟的集成功率驅(qū)動(dòng)芯片可供選擇，但價(jià)格成本較高。圖7所示設(shè)計(jì)了一種可行的IGBT驅(qū)動(dòng)方案。采用基于N型襯底的非穿通技術(shù)的IGBT ——GIB10B60KD1，額定電壓為600 V，額定電流為10 A，可承受瞬間脈沖電流32 A，具有10 μs的導(dǎo)通能力。

當(dāng)UH，UL均為低電平時(shí)，高頻小功率管Q10關(guān)斷，R14中無(wú)電流，Q4因失去偏置電壓而關(guān)斷，隨之二極管D12也立即截止，柵極電壓將Q7導(dǎo)通，上橋臂因柵極電荷迅速釋放而快速關(guān)斷；同時(shí)UL為低電平，Q22截止，Q19導(dǎo)通，R26的端電壓使Q13飽和導(dǎo)通，驅(qū)動(dòng)電壓經(jīng)柵極電阻R29后使下橋臂導(dǎo)通。驅(qū)動(dòng)電阻R29限制了IGBT的[didt]或[dudt]，以保護(hù)IGBT。下橋臂導(dǎo)通，U被下拉至地，15 V經(jīng)自舉二極管D11對(duì)自舉電容C18充電；反之，當(dāng)UH、UL均為高電平時(shí)，Q10導(dǎo)通，R14上的壓降使Q4導(dǎo)通，D12和R11上的壓降使Q7發(fā)射結(jié)反偏，處于關(guān)斷狀態(tài)，IGBT的放電通道被阻斷。由于Q4導(dǎo)通，驅(qū)動(dòng)電壓經(jīng)D12和R11使上橋臂IGBT導(dǎo)通，U端出現(xiàn)高電位，D11陰極電位上浮，致使D11截止，自舉電容接替15 V完成柵極驅(qū)動(dòng)。同時(shí)UL為高電平時(shí)，由于Q19基極電壓也為5 V，Q19關(guān)斷，R26無(wú)電流通過(guò)，Q13因無(wú)偏置電壓而關(guān)斷，下橋IGBT驅(qū)動(dòng)電壓被斷開(kāi)。同時(shí)Q22導(dǎo)通，在下橋IGBT柵極和地之間建立的放電通道而迅速關(guān)斷。因此上橋臂導(dǎo)通，下橋臂截止。得出表1的對(duì)應(yīng)關(guān)系，其他兩相與此類似。

2.4 電流檢測(cè)電路

圖7中R8，R9等值功率精密電阻構(gòu)成母線電流檢測(cè)回路，等效阻值50 mΩ。母線電流由R4和C7構(gòu)成的低通濾波電路濾除高頻干擾后，連接到片內(nèi)可編程增益模擬輸入端CMP0P，通過(guò)對(duì)OAM寄存器編程設(shè)置6倍的放大系數(shù)，輸出信號(hào)作為A/D轉(zhuǎn)換器和內(nèi)置比較器正端的模擬輸入，比較結(jié)果可作為過(guò)流保護(hù)，可關(guān)斷所有調(diào)制信號(hào)。為防止小信號(hào)造成失調(diào)和噪聲干擾，在輸入信號(hào)上疊加直流偏置信號(hào)，根據(jù)電壓疊加定理，得CMP0P引腳上的電壓為：

[VCMPOP=R5R4+R5×Vsam+R4R4+R5×5 V≈0.98Vsam+98 mV ≈0.98×Isam（A）×50 mΩ+98 mV]

3 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

3.1 BLDCM控制策略

傳統(tǒng)PID控制算法，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)，但由于微分存在高頻干擾信號(hào)同時(shí)放大的缺點(diǎn)[5]，在電機(jī)控制中常用PI控制器構(gòu)成雙閉環(huán)系統(tǒng)[3?4]。相對(duì)位置式PI算法，增量式PI算法誤動(dòng)作小，調(diào)節(jié)時(shí)，只在原來(lái)控制量上疊加調(diào)節(jié)量且方便通過(guò)加權(quán)處理優(yōu)化控制，增量式PI控制表達(dá)式為：

[Δu（k）=KP[e（k）-e（k-1）]+KIe（k）] （1）

式中：[Δu（k）]為增量式PI調(diào)節(jié)輸出；e（k）為偏差，即給定值與測(cè)量值之差；e（k-1）為前一次的偏差。

在雙閉環(huán)調(diào)速系統(tǒng)中，電流環(huán)在加、減速時(shí)動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，并能改善母線電壓波動(dòng)帶來(lái)的影響，采用經(jīng)典的PI基本能滿足要求；若要速度穩(wěn)定，則主要是靠轉(zhuǎn)速環(huán)完成。然而單一的PI參數(shù)無(wú)法同時(shí)滿足動(dòng)態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)性能的要求，原因是：電機(jī)起動(dòng)時(shí)偏差e（k）很大，速度環(huán)輸出飽和，即電流環(huán)的給定不變，速度環(huán)實(shí)際上相當(dāng)于開(kāi)環(huán)，系統(tǒng)成為恒流控制下的電流調(diào)節(jié)系統(tǒng)[5]；為了加快響應(yīng)速度，需要較大的KP，同時(shí)為防止積分飽和又需要較小的KI甚至為0；為了提高穩(wěn)態(tài)精度，避免振蕩，又期望KP，KI都較大。為此，速度環(huán)采用了改進(jìn)的積分分離的PI算法，如圖8所示。

取偏差閾值B，M，S，VS，即對(duì)應(yīng)偏差大、中、小、很小。C為電機(jī)最大允許輸出電流A/D值。速度環(huán)輸出：

[u（k）=uk-1+Δuk] （2）

[Δu（k）=KP[e（k）-e（k-1）]+λKIe（k）] （3）

[k=C， ek>Bλ=0， M

當(dāng)[ek>B]，偏差大，[Δu（k）=C]，電流給定不變，單閉環(huán)恒流調(diào)節(jié)，允許電機(jī)以最大允許電流輸出轉(zhuǎn)矩，加速起動(dòng)過(guò)程；當(dāng)[M

為方便PI參數(shù)調(diào)整，單片機(jī)串口外接了藍(lán)牙模塊，通過(guò)該模塊與PC端的藍(lán)牙通信，通過(guò)調(diào)試軟件可進(jìn)行參數(shù)的修改，加速整定過(guò)程。

3.2 中斷信號(hào)的處理

BLDCM控制能否取得較好的效果，一是取決于算法本身，另一個(gè)則在于測(cè)量參數(shù)的準(zhǔn)確度。在BLDCM控制中，轉(zhuǎn)速、電流、調(diào)速信號(hào)是閉環(huán)控制的三大影響因素。若測(cè)量誤差很大，勢(shì)必影響控制精度。調(diào)速模擬信號(hào)在低通濾波、A/D轉(zhuǎn)換后，經(jīng)中位值法濾波就可以達(dá)到較好的效果，下面主要討論轉(zhuǎn)速和電流測(cè)量。

（1） 轉(zhuǎn)速測(cè)量。在霍爾信號(hào)中斷中，根據(jù)三路霍爾序列查表輸出控制相序的同時(shí)進(jìn)行測(cè)速是最常使用的方法，但由于霍爾元件位置安裝精度問(wèn)題，在轉(zhuǎn)子高速轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)，產(chǎn)生的測(cè)速誤差很大。實(shí)驗(yàn)所用BLDCM極對(duì)數(shù)3，轉(zhuǎn)子每轉(zhuǎn)過(guò)20°就產(chǎn)生1個(gè)霍爾信號(hào)，每轉(zhuǎn)1周產(chǎn)生18個(gè)霍爾信號(hào)。對(duì)同一電機(jī)，提高測(cè)速精度可從兩個(gè)角度考慮：一是提高計(jì)數(shù)脈沖頻率，頻率越高，相鄰霍爾序列之間計(jì)數(shù)越多，誤差越?。欢遣捎眠m當(dāng)?shù)能浖V波算法，單純的平均值濾波影響轉(zhuǎn)速的實(shí)時(shí)性，采用遞推平均值濾波算法是比較好的選擇。

（2） 電流檢測(cè)。電機(jī)的電流采樣信號(hào)中伴隨很多噪聲信號(hào)，換相時(shí)的IGBT開(kāi)關(guān)噪聲、電路的電磁噪聲等對(duì)電流檢測(cè)帶來(lái)很大困擾。除了硬件電路上做好布線、接地、采用獨(dú)立的參考電壓基準(zhǔn)源及進(jìn)行低通濾波外，軟件處理也很重要。首先是采樣點(diǎn)的選擇。由于采用上橋PWM調(diào)制，在一個(gè)PWM周期中，如上橋WH調(diào)制，下橋UL恒通。當(dāng)上橋WH關(guān)斷時(shí)，續(xù)流將沿UL和WL的反并聯(lián)二極管流動(dòng)，此時(shí)母線電流無(wú)輸出?？梢?jiàn)，要避開(kāi)IGBT開(kāi)關(guān)噪聲，母線電流采樣點(diǎn)不能選在PWM周期中關(guān)斷的時(shí)間段內(nèi)，那最好的選擇就是時(shí)刻定在PWM導(dǎo)通階段的中點(diǎn)[1]。在圖2所示PWM輸出時(shí)序圖中，主通道0決定了從通道上升和下降狀態(tài)，在下降狀態(tài)的匹配中斷觸發(fā)電流采樣正好對(duì)應(yīng)PWM導(dǎo)通階段的中點(diǎn)。通過(guò)實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，該方法可有效地減小電流值的離散度，再結(jié)合數(shù)字濾波可達(dá)到較好的效果。

數(shù)字濾波方法有很多，如中值法、平均值法、消抖濾波法、遞推濾波法等?？紤]到干擾的隨機(jī)性，改進(jìn)了遞推濾波法，加入了消抖措施，并保留了遞推濾波原本的抗周期性干擾的作用，提高了抗干擾能力。消抖遞推濾波法如圖9所示。

設(shè)置采樣值的振蕩范圍δ，由于干擾的隨機(jī)性，快速正向超出和反向超出，計(jì)數(shù)器Count向相反方向計(jì)數(shù)，使其“內(nèi)耗”而難以溢出，以消除過(guò)大的隨機(jī)數(shù)據(jù)。而對(duì)真實(shí)的定向變化趨勢(shì)，count很快溢出，將該數(shù)據(jù)納入數(shù)組替代最早的元素，數(shù)組的平均值即為當(dāng)前電流采樣值。與其他算法相比，該方法結(jié)構(gòu)巧妙、運(yùn)算量小、響應(yīng)快，提高了采樣值的平滑性。

3.3 主程序設(shè)計(jì)

主程序中，雙閉環(huán)調(diào)節(jié)周期應(yīng)大于霍爾測(cè)速周期，若調(diào)節(jié)周期未到則僅作電流環(huán)調(diào)節(jié)，如圖10所示。在調(diào)節(jié)周期中，若堵轉(zhuǎn)標(biāo)志置位，控制器禁止所有調(diào)制。正常運(yùn)行時(shí)，首先讀取濾波后的轉(zhuǎn)速給定和當(dāng)前轉(zhuǎn)速，根據(jù)偏差e，轉(zhuǎn)速環(huán)給出相應(yīng)的控制策略：偏差大，則進(jìn)行開(kāi)環(huán)恒流調(diào)節(jié)；偏差中等則引入比例調(diào)節(jié)；偏差很小時(shí)，則進(jìn)行分段PI調(diào)節(jié)。速度環(huán)的輸出作為電流的給定，通過(guò)TDR02、TDR04和TDR06中的比較值改變上橋臂的占空比，從而改變定子繞組電流，實(shí)現(xiàn)調(diào)速。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

實(shí)驗(yàn)所用的BLDCM參數(shù)：極對(duì)數(shù)3，額定電壓220 V，額定功率400 W，額定轉(zhuǎn)速3 000 r/min，對(duì)電機(jī)施加1.5 N·m負(fù)載轉(zhuǎn)矩。圖11為起動(dòng)、運(yùn)行及制動(dòng)時(shí)的電流波形；圖12、圖13分別是給定轉(zhuǎn)速200 r/min和2 500 r/min時(shí)的轉(zhuǎn)速曲線圖。

5 結(jié) 語(yǔ)

以79F9211單片機(jī)為核心，設(shè)計(jì)了針對(duì)額定電壓220 V，額定功率400 W的BLDCM控制系統(tǒng)，對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)控制采用了雙閉環(huán)控制策略，在轉(zhuǎn)速環(huán)采用了改進(jìn)的積分分離的PI算法并完成對(duì)PI參數(shù)整定，分析了測(cè)量參數(shù)對(duì)系統(tǒng)的影響，并采用了優(yōu)化的消抖遞推濾波法。實(shí)驗(yàn)表明該系統(tǒng)具有良好的靜態(tài)精度和動(dòng)態(tài)響應(yīng)，與傳統(tǒng)的DSP控制系統(tǒng)相比，該系統(tǒng)不僅實(shí)現(xiàn)了良好的控制效果，而且成本也大大降低。經(jīng)長(zhǎng)期測(cè)試，該方案系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、工作穩(wěn)定。

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