周國威

(東北電力大學(xué)電氣工程學(xué)院，吉林 吉林 132012)

1 引言

隨著近年來電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，基于電力電子技術(shù)的電力器件、控制策略等呈多元化發(fā)展，其中輕型直流輸電技術(shù)在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用發(fā)展最為迅速。在輕型直流輸電系統(tǒng)中，基于全控型電力電子器件(IGBT等)和PWM技術(shù)的電壓源型換流器(Voltage Source Converter，即 VSC)得到廣泛應(yīng)用和快速發(fā)展[1，2]。由于輕型直流輸電系統(tǒng)能夠獨立有效控制有功功率和無功功率，并且可在無源逆變方式下運行工作，因此相比傳統(tǒng)直流輸電系統(tǒng)而言，其更易進行模塊化設(shè)計和構(gòu)成并聯(lián)的多端直流輸電系統(tǒng)。

輕型直流輸電系統(tǒng)中原有換流器存在固有缺陷，為了彌補缺陷并提高換流器的性能，直流系統(tǒng)廣泛采用兩電平或三電平換流器?？紤]到單器件耐壓水平和容量有限，將若干功率器件通過串并聯(lián)，就可以實現(xiàn)大功率應(yīng)用。但是該方法輸出特性較差，因此該方法要求開關(guān)器件固有參數(shù)和運行環(huán)境具有一致性。模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter，簡稱MMC)的發(fā)展和應(yīng)用，使得上述存在的問題能夠有效解決。德國學(xué)者提出“MMC”的概念[3，4]，其基本原理是子模塊電壓疊加得到電壓輸出，該輸出諧波量少，因此適用在輕型直流輸電系統(tǒng)中。Trans Bay Cable工程是基于MMC的直流輸電工程，其額定功率為400MW;同時亞洲首條輕型直流輸電示范工程，也于2011年在上海南匯風(fēng)電場投入運行，其運行的電壓等級為±30kV，其輸送容量達到 20MW[5，6]。

首先介紹MMC基本工作原理，考慮到換流器固有特性，在此基礎(chǔ)上建立MMC的等效模型，并提出一種改進的環(huán)流控制策略，最后在Matlab/Simulink中對該控制策略進行仿真驗證。

2 MMC結(jié)構(gòu)及工作原理

圖1為模塊化多電平換流器的等效拓撲圖。如圖所示，每個換流器分為三個相單元U、V、W，每個相單元包括一上、一下兩個橋臂，分別用P、N代表。同時每個橋臂由N個結(jié)構(gòu)相同的子模塊(Sub－module，SM)和一個電抗器L構(gòu)成[7－9]。串聯(lián)電抗器能夠抑制相間環(huán)流和沖擊電流，提高系統(tǒng)的可靠性。

圖1同時給出了子模塊的基本電路，它是由兩個IGBT(VT1、VT2)串聯(lián)、兩個二極管(VD1、VD2)反并聯(lián)和一個并聯(lián)電容器構(gòu)成。Ucj(j=1～N)表示電容器電壓，Uj(j=1～N)表示子模塊兩端電壓，i表示流入子模塊的電流，各變量的參考方向，如圖中所示。

子模塊運行狀態(tài)分為三種:投入狀態(tài)，此時VT1導(dǎo)通，VT2關(guān)斷，同時子模塊輸出電壓為Ucj;切除狀態(tài)，此時VT1關(guān)斷，VT2導(dǎo)通，同時子模塊輸出電壓為零;閉鎖狀態(tài)，此時VT1、VT2都關(guān)斷(正常運行時，不允許出現(xiàn)此種工作狀態(tài))。

圖1 MMC基本拓撲圖和子模塊基本結(jié)構(gòu)圖

由以上分析可得出，只要對每個SM上下兩個IGBT的開關(guān)狀態(tài)進行合理地控制，就可以實現(xiàn)投入或切除該SM，進而實現(xiàn)交流側(cè)電壓的多電平輸出。MMC換流器每相上、下橋臂各有N個子模塊，每相可產(chǎn)生的電平數(shù)最多為N+1個。

各個子模塊的直流側(cè)電容電壓是用來支撐直流母線電壓的，為使直流側(cè)電壓波形不發(fā)生畸變，任意時刻每個相單元都必須有N個子模塊運行在投入狀態(tài)下。當(dāng)上橋臂切除某個子模塊，同時下橋臂需要投入一個子模塊。因此，相單元上橋臂和下橋臂的工作情況是需要對稱運行的。

3 MMC數(shù)學(xué)模型

圖2表示MMC換流器單端系統(tǒng)等值電路。

圖2 MMC等值電路

其交流側(cè)由交流電壓源、電阻和電感構(gòu)成。兩個受控電壓源分別等效直流側(cè)各子模塊構(gòu)成的上、下橋臂電壓。MMC直流側(cè)正母線用P點表示，MMC直流側(cè)負母線用N點表示，直流側(cè)假想中性點用O點表示。UD為直流側(cè)電壓，UU為交流側(cè)電壓。流經(jīng)各橋臂的電流方向如圖所示。

由于三相對稱電路具有對稱性，因此只分析U相工作情況即可。設(shè)iPU、iNU分別為U相上、下橋臂電流，iU為U相交流側(cè)相電流，流經(jīng)換流器上、下橋臂的內(nèi)部電流稱內(nèi)部環(huán)流，設(shè)為icir，則電路關(guān)系為:

U相內(nèi)部環(huán)流表達式為:

UPU、UNU分別表示U相上、下橋臂所有子模塊疊加的橋臂電壓，其表達式為:

經(jīng)過推導(dǎo)，MMC交、直流側(cè)模型電壓表達式為:

4 環(huán)流控制策略

4.1 子模塊電容電壓平衡控制策略

在MMC系統(tǒng)中，直流側(cè)電壓是由各子模塊支撐的，因此平衡控制各子模塊電容電壓對抑制內(nèi)部環(huán)流意義重大。用調(diào)節(jié)子模塊電容充放電時間的方式來平衡各子模塊電容電壓。

函數(shù)y=sign{x}表示，當(dāng) x≥0時，y=1;當(dāng) x≤0時，y=－1。以橋臂電流方向確定輸出參考分量的極性。當(dāng)Ucj小于時，子模塊充電。當(dāng)電流方向為正，正的穩(wěn)壓信號可以增加子模塊充電時間;當(dāng)電流方向為負，負的穩(wěn)壓信號可以減少子模塊放電時間。當(dāng)小于Ucj時，子模塊是放電狀態(tài)，控制原理與上述情況對稱。

圖3 電容電壓平衡控制

4.2 子模塊電容電壓均衡控制策略

除調(diào)節(jié)各子模塊電容電壓充放電時間外，還應(yīng)保證每個相單元上的各子模塊電容電壓是平均分配的，這樣在投入或切除子模塊時，會保證三相橋臂電壓保持對稱，進而避免內(nèi)部環(huán)流的產(chǎn)生。

圖4 電容電壓均衡控制

設(shè)UU表示MMC交流側(cè)的輸出電壓，UD表示MMC直流側(cè)的電壓，則U相上、下橋臂的電壓參考值和分別表示為

4.3 改進的環(huán)流控制策略

采用子模塊電容電壓平衡及均衡控制策略，進行初步仿真驗證，結(jié)果表明以上兩種控制策略能夠一定程度上抑制環(huán)流畸變，但環(huán)流中二倍頻成分較大，具體見圖7(a)。由前文分析可以得出，MMC的內(nèi)部環(huán)流是由于各相單元之間電壓不對稱導(dǎo)致的，它在MMC三相相單元之間流動，與交流側(cè)系統(tǒng)互不影響。因此，為了進一步抑制環(huán)流中的二倍頻成分，本文在子模塊電容電壓平衡及均衡控制策略基礎(chǔ)上，引入環(huán)流解耦控制，如圖5所示。

將一相的橋臂電流 ipj和inj(j=u、v、w)相加之后除以2，得到其內(nèi)部環(huán)流 icirj，經(jīng)過坐標(biāo)變換后得到MMC內(nèi)部環(huán)流的dq軸分量i2fd和i2fq，將它們與環(huán)流dq軸分量的參考值i2fd_ref和i2fq_ref做差比較后，經(jīng)過比例積分調(diào)節(jié)器，再引入電壓前饋量以消除dq軸耦合部分，即可得到內(nèi)部不平衡電壓降的dq軸參考值ucird_ref和u cirq_ref。最后經(jīng)過逆變換得到期望的三相內(nèi)部不平衡電壓分量參考值

圖5 環(huán)流解耦控制

獲得上、下橋臂電壓參考值表達式后，就可以配合相應(yīng)的調(diào)制方式控制各子模塊的開通與關(guān)斷。

5 仿真驗證

在Matlab/Simulink環(huán)境下搭建圖2所示的MMC模型。在MMC模型中，每相由10個子模塊組成，上、下橋臂各5個子模塊。其參數(shù)為:直流電壓UD=5kV;子模塊電容C=4.7mF;子模塊的電容電壓參考值為uC

*=1kV;等效電阻 R=5Ω;交流側(cè)等效電感 L=10mH;橋臂電抗L=5mH。仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6 U相上橋臂子模塊電容電壓

仿真模型中，子模塊電容電壓參考值選取為1kV，由圖6可以看出，電容電壓值基本穩(wěn)定在參考值附近，波動范圍為±8%左右，電容電壓波峰略顯尖銳。

圖7 U相內(nèi)部環(huán)流

圖7分別展示了改進的環(huán)流控制策略投入前后，U相內(nèi)部環(huán)流的波形情況。比較(a)和(b)可得，電壓平衡及均衡控制投入前環(huán)流成分較復(fù)雜，幅值較大;電壓平衡及均衡控制投入之后，環(huán)流基本穩(wěn)定，幅值明顯減小，頻率成分以二倍頻為主。比較(b)和(c)可得，將環(huán)流解耦控制投入之后，環(huán)流幅值進一步減小，二倍頻成分有效濾除，基本驗證了控制方法的有效性。

圖8 直流側(cè)電流

圖8所示為直流側(cè)電流波形，可以看出，直流側(cè)電流在經(jīng)過兩個周期波動之后，基本趨于穩(wěn)定。

圖9為交流側(cè)單相及三相電壓電流波形，由(a)和(b)可以看出，利用前述控制方法搭建的仿真模型基本實現(xiàn)了交流側(cè)相電壓的多電平輸出，交流側(cè)電壓、電流波形正弦性良好，隨著電平數(shù)的增加，電壓、電流波形的正弦性會更加良好。

圖9 交流側(cè)電壓及電流

由(c)和(d)可以看出，在采用改進的環(huán)流控制之后，交流側(cè)三相電壓、電流能夠?qū)崿F(xiàn)多電平輸出，且正弦性良好，呈對稱狀態(tài)。

6 結(jié)論

針對換流器內(nèi)部環(huán)流問題，建立了以電壓平衡及均衡控制策略為基礎(chǔ)的仿真模型。在此基礎(chǔ)上，對控制策略進行了改進，加入環(huán)流控制策略，并進行了仿真驗證，結(jié)果表明，改進后的環(huán)流控制策略能夠有效地抑制環(huán)流波動，理想地實現(xiàn)了MMC系統(tǒng)交流側(cè)電壓、電流的多電平輸出，具有出色的控制效果。

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