孫 嘉，史燕中，張 丹

（中國航天科工集團(tuán)第二研究院706所 北京 100854）

隨著國內(nèi)物聯(lián)網(wǎng)事業(yè)的不斷興起，射頻識別（Radio Frequency Identification，RFID）技術(shù)在各個行業(yè)內(nèi)開始有了越來越廣泛的應(yīng)用，而超高頻（Ultra High Frequency，UHF）頻段的RFID設(shè)備具有讀寫距離遠(yuǎn)、多標(biāo)簽識別快、適應(yīng)物體高速運動性能好的特點，使得UHF頻段的RFID技術(shù)以及相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)成為了全球RFID產(chǎn)業(yè)和研究部門關(guān)注的熱點。

隨著UHF RFID設(shè)備的不斷推廣，對讀寫器的讀寫距離的要求也越來越高。為了提高讀寫距離，通常使用增加發(fā)射電路的功率、降低標(biāo)簽的激活電平以及提高接收電路的靈敏度等方法。其中增加發(fā)射功率最為簡單。但由于UHF RFID讀寫器自身存在著載波泄漏的問題，發(fā)射功率越大，泄漏的載波信號也越強(qiáng)，這樣會導(dǎo)致接收端無法有效檢波，反而降低了讀寫器的讀寫距離。因此，提高讀寫器讀寫距離的關(guān)鍵就在于如何解決載波泄漏這一UHF RFID讀寫器的先天性問題。

1 載波泄漏抑制方法

讀寫器在工作時，發(fā)射電路在將已調(diào)信號發(fā)送完畢后，仍需要繼續(xù)發(fā)送連續(xù)載波信號來為標(biāo)簽提供反向散射的能量，在單天線的UHF RFID讀寫器中，發(fā)射電路送出的連續(xù)載波信號會不可避免的泄漏到接收電路中。發(fā)射功率越大，泄漏到接收電路的連續(xù)載波信號強(qiáng)度越強(qiáng)。載波泄漏會導(dǎo)致接收電路無法有效的檢波，當(dāng)泄漏信號比較強(qiáng)時會導(dǎo)致接收電路飽和而導(dǎo)致接收電路無法工作，嚴(yán)重時會超過接收電路芯片的最大允許電平而燒毀芯片，嚴(yán)重影響接收電路的性能。更為糟糕的是，泄漏載波信號與有用信號的頻率相同，無法采用選頻濾波器將兩者區(qū)別開來。

通常載波泄漏有3個途徑[1]：由于隔離器件的隔離度不足而直接泄漏；由于天線阻抗不匹配而造成載波信號的反射；由于外界環(huán)境復(fù)雜而造載波信號的反射。天線阻抗不匹配可以靠對匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化而解決。外界環(huán)境造成的載波泄漏的強(qiáng)度通常十分小，可以忽略。直接泄漏是造成載波泄漏的主要因素，為了解決載波直接泄漏的問題，常用的方法有：環(huán)形器、定向耦合器、本振提取抵消[2]、四通道差分抵消[3]以及多天線結(jié)構(gòu)等，其優(yōu)勢與局限性如表1所示：

從表1可以看出，目前的載波泄漏抑制方案主要有兩種方式：利用元器件本身的物理特性來進(jìn)行隔離和對信號本身進(jìn)行疊加抵消的方法。上述方法均有一定的局限性，仍有繼續(xù)改進(jìn)的必要。

表1 不同載波泄漏抑制方案對比Tab.1 Comparison of different carrier-leakage-restraining ways

綜合上述方法的優(yōu)缺點，參考相關(guān)文獻(xiàn)[4-6]，針對在UHF RFID讀寫器中通常采用的零中頻發(fā)射/接收電路提出了一種抑制載波泄漏的方法，其原理如圖1所示。

圖1 載波泄漏抑制方案Fig.1 Carrier-leakage-restrainingscheme

本系統(tǒng)采用等幅反相疊加消去的方法進(jìn)行載波抵消。該方法的基本思路為用一個與泄漏信號等幅反相的信號與泄露信號進(jìn)行疊加，從而實現(xiàn)載波泄漏抑制的功能。

當(dāng)UHF RFID讀寫器發(fā)射指令時，定向耦合器將一部分信號耦合出來作為前向功率檢測。讀寫器發(fā)射完指令后，將持續(xù)發(fā)送連續(xù)載波給標(biāo)簽，這時將該載波信號通過定向耦合器耦合出一部分作為載波抵消信號，由于該載波抵消信號是通過定向耦合器是從發(fā)射電路提取的，因此其頻率與從環(huán)形器泄漏出的載波信號一致，這樣可以使載波泄漏抑制電路簡化。通常環(huán)行器的隔離度為25～30 dB，而耦合器耦合出的信號通常會衰減10 dB，因此需要額外的衰減器來使載波抵消信號與載波泄漏信號等幅。由于定向耦合器耦合出的信號與原信號會有90°的相位差，因此需要經(jīng)過移相器使載波抵消信號與載波泄漏信號反向，將兩路信號進(jìn)行疊加后抵消。同時，由于不同頻率的載波在通過環(huán)行器泄漏時的相移是不同的，為了適應(yīng)UHF RFID讀寫器工作時的不同頻率，載波抑制電路中的移相器和衰減器均采用可控器件，可以通過MCU進(jìn)行動態(tài)調(diào)整。

通常的RFID讀寫器為了避免接收信號與載波泄漏信號過大導(dǎo)致接收電路無法正常工作，經(jīng)常舍棄低噪聲放大器（Low Noise Amplifier，LNA）而采用選頻濾波器作為接收電路的第一級，根據(jù)噪聲系數(shù)的計算公式

可以看到，接收電路的噪聲主要是由電路的第一級噪聲系數(shù)決定的，將選頻濾波器放在第一級必然會使接收電路的整體噪聲系數(shù)變高，靈敏度降低。為了解決這一問題，在載波泄漏抑制電路的末端設(shè)置了功率檢測器和衰減器進(jìn)行回路功率檢測以及閉環(huán)信號衰減控制。當(dāng)接收功率小于接收電路的正常工作范圍時，衰減器不工作；當(dāng)功率檢測器檢測到信號大于接收電路的正常工作范圍時，其電壓信號將使衰減器的衰減量增加，同時，該電壓信號送到MCU中，可以使MCU控制發(fā)射功率降低，從而減少進(jìn)入接收電路的信號能量，從而保證接收電路工作在正常工作范圍內(nèi)。結(jié)合前面的載波泄漏抑制，使在接收電路的第一級使用LNA變?yōu)榭赡?，這樣可以有效的降低接收電路的噪聲系數(shù)，進(jìn)而提高接收電路的靈敏度。同時在下變頻前對射頻信號進(jìn)行放大，可以降低下變頻后對解調(diào)信號的增益需求。

由于回路功率檢測的檢測范圍有限，當(dāng)信號強(qiáng)度小于功率檢測器的最小閾值時，從功率合成器來的信號將無法被檢測到，這樣導(dǎo)致通過功率檢測來對衰減器和移相器進(jìn)行實時反饋調(diào)整很難保證載波抵消信號與載波泄漏信號等幅反相。雖然不同頻率的信號在經(jīng)過環(huán)形器的相移不同，但頻率相近的信號在環(huán)形器的相移差距并不多，因此針對于目前國內(nèi)應(yīng)用較多的國際標(biāo)準(zhǔn)[7]與射頻識別國家標(biāo)準(zhǔn)[8]的綜合要求，在902～928 MHz的頻段內(nèi)采取通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀確認(rèn)不同頻段的調(diào)整值然后固定寫在MCU中的方法，簡化MCU的控制難度。

2 仿真和試驗驗證結(jié)果

根據(jù)現(xiàn)有的商用芯片參數(shù)進(jìn)行參考，為載波泄漏抑制電路中的各個元器件設(shè)定參數(shù)，并將該電路在ADS中進(jìn)行仿真，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。圖中Term1為接收電路接口，Term2為天線端口，Term3為發(fā)射電路端口。

在設(shè)計中，發(fā)現(xiàn)移相器的移相范圍通常是-80°～-180°，對于在耦合器上已經(jīng)有了90°移相的載波抑制信號來說，僅僅靠一個移相器是無法達(dá)到與載波泄漏信號反相的。因此在原有結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上增加了另一個移相器，以滿足載波泄漏抑制的實際需求。

在此基礎(chǔ)上對衰減量與移相量進(jìn)行調(diào)諧優(yōu)化，在915 MHz頻點的隔離度仿真結(jié)果如圖3所示，可以看到理論上收發(fā)電路的隔離度可以達(dá)到90 dB，而接收端的插入損耗僅為-3 dB，在添加接收端的衰減器后，對于小信號的插入損耗會增加到-4 dB，這種結(jié)果在與隔離度大幅提高的結(jié)果相比較是能夠接受的。仿真結(jié)果表明，該電路在UHF RFID讀寫器的工作頻段能夠起到較好的隔離性能。

圖2 載波抑制仿真電路Fig.2 Carrier-leakage-restrainingartificial circuit

圖3 載波抑制電路仿真結(jié)果Fig.3 Simulation result of carrier-leakage-restrainingcircuit

基于軟件仿真的結(jié)果，選擇Mini-Circuits公司的環(huán)形器ZFDC-10-2-S，衰減器MA4VAT904-1061T，National Semiconductor公司的功率檢測器LMV225，Skyworks公司的移相器PS094-315和Anaren公司的定向耦合器XC0900P-10S為主要元器件來完成載波泄漏抑制電路，并制作原型PCB板。成板如圖4所示。

圖4 載波泄漏抑制電路Fig.4 The carrier-leakage-restrainingcircuit

使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀來測量發(fā)射電路端口與接收電路端口之間的隔離度。結(jié)果如圖5所示，該載波泄漏抑制電路在902～928 MHz間的隔離度約有59 dB，與仿真電路有著一定差距。分析其原因，主要是：1）由于仿真中采用的模型與實際電路的芯片有一定的差別；2）定向耦合器耦合出來的信號在經(jīng)過衰減器和移相器后可能出現(xiàn)頻移和頻率擴(kuò)散，并且衰減器和移相器很難做到精確的控制，在抵消信號時很難達(dá)到嚴(yán)格的等幅反相；3）在仿真中沒有考慮阻抗失配，而在實際電路中或多或少的會出現(xiàn)失配的問題，因此實際測量值與仿真值之間出現(xiàn)了偏差。但這種方法仍然有效的提高了發(fā)送電路與接收電路間的隔離度，避免載波泄漏而導(dǎo)致的接收電路飽和。

圖5 隔離度實際測量值Fig.5 The result of isolation measurement

然后我們對該電路天線到接收電路端的插入損耗進(jìn)行測試。結(jié)果如圖6所示。在接收信號較小時，衰減器沒有進(jìn)行工作，其插入損耗約為4 dB，當(dāng)接收信號增大到一定范圍時，衰減器開始工作，插入損耗隨著接收信號的增加而增加，以保證接收電路收到的信號強(qiáng)度不超過LNA的線性范圍。

圖6 插入損耗實際測量值Fig.6 The result of insertion lossmeasurement

3 結(jié) 論

文中分析了目前常見的載波泄漏抑制方法，并提出了一種載波泄漏抑制電路方案。結(jié)果表明該電路可以較好的改善UHF RFID讀寫器發(fā)射與接收端的隔離度，并且可以有效的對接收電路進(jìn)行保護(hù)。

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