江 舸，李 皓，李文杰，許 晏

多通道頻率交織1.4 GHz寬帶DRFM系統(tǒng)

江 舸，李 皓，李文杰，許 晏

(中國工程物理研究院電子工程研究所 四川 綿陽 621900)

更大的帶寬是數(shù)字射頻存儲(DRFM)系統(tǒng)的發(fā)展方向，獲取超寬帶微波器件、高速AD/DA、高速存儲/信號處理芯片等關鍵器件成為制約DRFM系統(tǒng)發(fā)展的瓶頸問題。該文提出了一種多通道頻率交織架構(gòu)，構(gòu)建了一套C波段的超寬帶DRFM系統(tǒng)。并針對系統(tǒng)復雜度增加帶來的信號失真問題，在FPGA上設計并實現(xiàn)了補償算法。實驗結(jié)果表明：系統(tǒng)瞬時帶寬達到f0±700 MHz、帶內(nèi)幅度平坦度優(yōu)于6 dB、信號線性度優(yōu)于5×10?5。從而實現(xiàn)利用通用器件構(gòu)建超大帶寬DRFM系統(tǒng)的目的。

數(shù)字補償; 數(shù)字射頻存儲; 頻率交織; 多通道

數(shù)字射頻存儲(DRFM)系統(tǒng)是將射頻信號保存在數(shù)字存儲器中，在需要的時候?qū)?shù)字信號恢復為射頻信號并輸出。它在射頻信號模擬、電子對抗等領域有著廣泛的應用。隨著雷達技術的迅猛發(fā)展，瞬時帶寬達GHz級的現(xiàn)代寬帶微波成像雷達已經(jīng)開始走向?qū)嵱?。?jù)報道，美國JPL研制中的工作在675 GHz的太赫茲成像雷達帶寬可達到28 GHz。針對超寬帶雷達，有必要研究瞬時帶寬相當?shù)腄RFM系統(tǒng)，更高帶寬將是DRFM系統(tǒng)的一個重要發(fā)展方向。

由于傳統(tǒng)的單通道DRFM系統(tǒng)的帶寬指標取決于微波前端帶寬、基帶A/D、D/A的采樣速率、存儲/信號處理芯片的速率，導致寬帶DRFM系統(tǒng)的瞬時帶寬指標嚴重依賴關鍵器件。以瞬時帶寬2 GHz的寬帶DRFM系統(tǒng)為例，根據(jù)奈奎斯特基帶采樣定理再考慮一定的裕量，必須采用至少5 GHz采樣率的高速ADC和DAC。這些關鍵器件目前大多依靠進口，其中某些器件是對中國禁運的，且隨著瞬時帶寬的提升，甚至國外器件也不能滿足系統(tǒng)指標的要求。從物理機理上看，DRFM系統(tǒng)性能的提升根本問題在于材料、工藝領域的技術提升。如目前微波前端采用的半導體工藝制程技術其切換(On-Off)頻率在100～120 GHz范圍內(nèi)，該技術能實現(xiàn)的前置放大器最高模擬帶寬是30 GHz，新的InP DHBT工藝可使切換頻率擴展到350 GHz以上，且電流密度范圍更大，可實現(xiàn)最高模擬帶寬達70 GHz以上。

在獲得高性能器件受限的前提下，提高DRFM系統(tǒng)的瞬時帶寬只能在新的架構(gòu)及突破性方法上進行。傳統(tǒng)采用正交雙通道[1]、多通道[2]架構(gòu)來提高DRFM系統(tǒng)的瞬時帶寬。缺點是正交雙通道DRFM架構(gòu)只能將瞬時帶寬提高一倍，文獻[2]提出的多通道DRFM架構(gòu)不能對通道間的不一致性進行相位級補償。

多通道架構(gòu)由于系統(tǒng)較單通道復雜，多硬件帶來的系統(tǒng)誤差導致系統(tǒng)的底噪增加、信號嚴重畸變。為實現(xiàn)通道間相位級補償，通常系統(tǒng)共用一個參考時鐘實現(xiàn)通道間相參。該技術已在示波器領域得到廣泛利用，如力科、安捷倫等公司通過DBI[3]、realedge[4]等多通道技術成功將基于SiGe工藝的示波器瞬時帶寬提升至30 GHz以上，性能與InP工藝的示波器接近。文獻[5]提出ATI(asynchronous time interleaving)架構(gòu)，它利用2片采樣率為100 GS/s的ADC進行并行采樣，實現(xiàn)了從DC到70 GHz的瞬時帶寬；文獻[6]采用壓縮感知提出MWC(modulated wideband converter)，該架構(gòu)利用4片采樣率為280 MS/s的ADC實現(xiàn)了對帶寬為2 GHz頻譜的實時重構(gòu)，重構(gòu)信號的瞬時帶寬不能超過120 MHz。

對于DRFM系統(tǒng)而言，其架構(gòu)比示波器更復雜，上述多通道技術不能直接應用到DRFM系統(tǒng)中。此外，新的架構(gòu)及其失真補償技術作為各個廠家的絕對機密，外界知之甚少。本文提出了一種基于多通道頻域交織的DRFM架構(gòu)和系統(tǒng)失真補償算法，實驗證明了該系統(tǒng)架構(gòu)和補償算法的有效性。

1 多通道頻域交織架構(gòu)與性能分析

本文提出的多通道頻域交織DRFM架構(gòu)通過增加微波通道在頻域?qū)π盘栠M行交織復用處理，用小帶寬及低速器件構(gòu)建了大帶寬的DRFM系統(tǒng)。一個典型的N通道架構(gòu)如圖1所示，其關鍵點頻譜示意圖如圖2所示。實現(xiàn)流程為：將輸入信號按頻率高低分為N路分別進行處理，在基帶通過數(shù)字信號處理補償后，再將N路合為一路輸出，獲得更大的帶寬。

圖1 多通道頻域交織DRFM架構(gòu)圖

圖2 各關鍵點頻譜示意圖

下面對該架構(gòu)的最大通道數(shù)量N及系統(tǒng)極限瞬時帶寬Blim進行分析。為方便分析，假設如下：

1) 寬帶雷達信號經(jīng)DRFM轉(zhuǎn)發(fā)后，理想重構(gòu)信號經(jīng)雷達脈沖壓縮信號處理應表現(xiàn)為sinc型函數(shù)，當沖激相應寬度(IRW)小于1.5個系統(tǒng)分辨率ρ、且峰值旁瓣比(PSLR)低于?20 dB時，認為重構(gòu)信號的逼真度達到DRFM系統(tǒng)指標要求；

2) DRFM系統(tǒng)有N個通道，每個通道的帶寬均為B MHz，理論上DRFM系統(tǒng)的最大瞬時帶寬為BN，對應的系統(tǒng)分辨率ρ為c/(2BN)；

3) 每個通道的幅頻特性及延時特性均能補償，補償后通道及通道間的幅頻特性誤差不影響DRFM系統(tǒng)對信號的重構(gòu)，但需要考慮通道間延時不一致誤差對信號的重構(gòu)。按照距離測量噪聲誤差公式可知，單個通道延時測量誤差var{s}為：

式中，c為光速；B為帶寬；Rsn為測量信號與噪聲的信噪比。

考慮重構(gòu)信號脈沖壓縮后的沖激相應寬度(IRW)小于1.5個系統(tǒng)分辨率，即每個通道的延時測量誤差var{s}應小于0.75ρ，將其帶入式(1)，可得通道數(shù)N和信噪Rsn比之間的關系為：

系統(tǒng)極限瞬時帶寬Blim和信噪Rsn比之間的關系為：

由式3可知，系統(tǒng)的理論帶寬極限Blim與每個通道的帶寬B和通道測量信號功率成正比。

2 補償算法

系統(tǒng)采用多通道架構(gòu)，多出的硬件帶來的系統(tǒng)誤差導致系統(tǒng)的底噪增加。且功分器、變頻器、功合器等器件本身是寬帶的，其幅頻特性及群延時特性都做不到理想狀態(tài)，通道間存在相對時間及幅頻不一致。此外，還有頻段交界點信號失真、系統(tǒng)時變等誤差，必然會加劇系統(tǒng)的總失真，甚至導致系統(tǒng)無法正常工作。因此，必須對各種誤差因素分別進行補償。

2.1 通道內(nèi)幅頻特性及群延時特性誤差補償

由于通道內(nèi)的幅頻特性不平坦和群延時不一致等引起的誤差，會使經(jīng)DRFM系統(tǒng)轉(zhuǎn)發(fā)信號的帶內(nèi)相頻波動增加，導致重構(gòu)信號質(zhì)量降低。本文通過校準、補償相結(jié)合的辦法[7]在基帶對采樣數(shù)據(jù)進行失真修正，分別對每個通道內(nèi)的幅頻特性及群延時特性誤差進行抑制，從而保證重構(gòu)信號與原始信號接近。

當系統(tǒng)在理想的情況下，復檢波信號dn是理想的復正弦波，實際得到的I、Q離散樣點值nc不是純正的復正弦波，如何求得一組相應的復數(shù)ng，滿足：

將求得的gn與信號處理獲得的cn直接相乘，就構(gòu)成了在信號處理機對系統(tǒng)的補償。由cn求gn必先求dn。根據(jù)樣本cn對dn的曲線做擬合運算，求幅度M和初相φ0，圓頻率ω=2πkτ，將cn化為極坐標形式cn=Anexp(jφ0)，其最小二乘估計為：

由式(4)和式(5)可得：

式中，gn和arg(gn)分別表示系統(tǒng)的幅度和相位補償因子。

2.2 通道間幅頻不一致性誤差補償

相鄰通道間幅頻特性不一致，導致合成的波形可能出現(xiàn)相位斷裂、波形混亂。通過分析發(fā)現(xiàn)，新架構(gòu)對幅度差不敏感，通道之間的延時差(相位差)是影響重構(gòu)信號質(zhì)量的最大因素。因此，通道間的誤差補償重點是對各通道的延時差(相位差)補償。

各通道的延時量測量原理如下：通過數(shù)字信號板板載的數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)發(fā)送一個斜率為k的寬帶LFM脈沖信號，該信號通過反饋支路到達射頻輸入端，經(jīng)合路器、帶通濾波、下變頻、低通濾波后，被DAC采集下來。在信號處理器內(nèi)部，對原始發(fā)射信號和被采集信號進行STRETCH去斜處理。由于兩個信號之間存在延時差，因此STRETCH會得到一個單頻輸出Δf，該頻率即可以基本代表輸入－輸出的延時量：Δt=Δf/k。為了得到精確的延時量，可采用插值、遞歸方法[8-9]精確估計延時量。

2.3 頻段交界點信號失真補償

對于寬帶跨通道信號，在頻段交界點將不可避免地產(chǎn)生信號失真。文獻[10]提出基于分析/綜合濾波器組能在一定約束條件下實現(xiàn)全子信道的準確重構(gòu)(PR)跨道信號。目前最好的結(jié)果是Agilent公司的示波器DSAX95004Q[5]，該系統(tǒng)實現(xiàn)了頻段交界帶寬小于30 MHz，通過補償后重構(gòu)信號在頻段交界處平坦度優(yōu)于3 dB。本系統(tǒng)通過補償，頻段交界處的平坦度優(yōu)于6 dB，測試結(jié)果見4.1節(jié)。

3 系統(tǒng)及關鍵模塊

假設每個DRFM通道的帶寬為1 GHz，按照本文提出的頻域交織DRFM架構(gòu)，并行10個通道，理論上可以構(gòu)建瞬時帶寬高達10 GHz的DRFM系統(tǒng)。在實際中，2個帶寬700 MHz的DRFM通道構(gòu)建了瞬時帶寬1.4 GHz的C波段DRFM系統(tǒng)。該系統(tǒng)由微波模塊、數(shù)字基帶板、CPCI機箱構(gòu)成，實物如圖3所示。

圖3 1.4 GHz寬帶DRFM系統(tǒng)

3.1 微波模塊

微波模塊功能有信號功分、上下變頻、信號功合，并為系統(tǒng)提供時鐘信號。射頻信號f0±700 MHz分成兩個通道完成放大變頻濾波，然后輸出中頻300～1 000 MHz的信號。發(fā)射鏈與接收鏈相反，通過兩個接口輸入中頻信號，然后濾波變頻放大，合路為一個通道后輸出，微波模塊功能如圖4所示。

圖4 微波前端功能框圖

3.2 數(shù)字基帶板

數(shù)字信號處理集中在一塊單板上實現(xiàn)， 2片超高速ADC用于對兩路300～1 000 MHz頻段內(nèi)模擬輸入信號的采集，2片超高速DAC用于輸出兩路寬帶模擬信號。ADC和DAC參考時鐘通過一個SMA射頻連接器統(tǒng)一由微波模塊提供，在板內(nèi)進行調(diào)理和分配，以保證輸入、輸出信號的相參性。2片F(xiàn)PGA實現(xiàn)數(shù)據(jù)采集及存儲控制、信號失真補償?shù)裙δ?。?shù)字信號處理板原理框圖如圖5所示。

圖5 數(shù)字信號處理板原理框圖

4 系統(tǒng)測試

4.1 瞬時帶寬及平坦度

測試框圖如圖6所示。利用泰克任意波形發(fā)生器AWG7122B直接產(chǎn)生C波段1.4 GHz帶寬線性調(diào)頻(LFM)信號，該信號輸入被測DRFM系統(tǒng)，經(jīng)多通道頻率交織處理后，將重構(gòu)信號輸入泰克時頻分析儀RSA6120A測試系統(tǒng)的瞬時帶寬及平坦度。測試結(jié)果如圖7所示，頻譜測試參數(shù)中心頻率為f0GHz，span為2 GHz，RBW為1 MHz。原始LFM信號的頻域如圖7a所示，原始信號經(jīng)過被測DRFM系統(tǒng)，重構(gòu)信號的頻域結(jié)果如圖7b所示，可見信號帶寬依然為1.4 GHz，證明該系統(tǒng)瞬時帶寬優(yōu)于1.4 GHz。但原始信號的平坦度從3 dB惡化為22 dB，采用系統(tǒng)失真補償后信號平坦度優(yōu)于6 dB，如圖7c所示。

圖6 瞬時帶寬及平坦度測試框圖

圖7 頻譜圖

4.2 線性度

線性度是衡量DRFM系統(tǒng)的一項重要指標，反映了實際的LFM重構(gòu)信號偏離理想線性頻率的程度，計算式為：

式中，fe(t)是信號頻率偏離函數(shù)，離散后可表示為：

式中，F(xiàn)(n)為相位函數(shù)；k為調(diào)頻斜率；Ts為采樣周期；m為常數(shù)。

由于通用測量儀器不具備測量超寬帶信號線性度的功能，測量儀器采用中物院自行研制的多功能雷達信號處理模擬器測量方法參照文獻[11]。測試框圖如圖8a所示，實驗如圖8b所示。

圖8 線性度測試實驗

實驗中，LFM信號帶寬B為700 MHz，時寬為50 μs，采樣速率12.5 MHz，根據(jù)式(1)和式(2)計算可得，補償前的LFM重構(gòu)信號的線性度為1.28×10?3，其調(diào)頻誤差曲線和脈沖壓縮波形如圖9所示。經(jīng)過誤差補償后，LFM重構(gòu)信號的線性度降低為5×10?5，其調(diào)頻誤差曲線和脈沖壓縮波形如圖10所示。比較圖9b、圖10b，可以看出補償后脈壓信號的主瓣變窄、旁瓣變低，重構(gòu)信號的質(zhì)量明顯提高。

圖9 補償前調(diào)頻誤差曲線及脈沖壓縮波形

圖10 補償后調(diào)頻誤差曲線及脈沖壓縮波形

4.3 通道間延時不一致性誤差補償結(jié)果

圖11 雙通道脈沖壓縮波形

采用4.2節(jié)的測量方法，并將時間參數(shù)轉(zhuǎn)換為距離參數(shù)，兩通道合并后輸出結(jié)果如圖11a所示。由于兩通道的延時不一致，從圖中可以看到兩個峰，分別對應兩個通道的延時距離，A通道的延時距離為78.08 m，B通道為78.88 m，兩者相差0.8 m。經(jīng)過通道間幅頻不一致性誤差補償后結(jié)果如圖11b所示。比較圖10b、圖11b，可以發(fā)現(xiàn)雙通道重構(gòu)信號的主瓣較單通道的主瓣窄。這是因為單通道的重構(gòu)信號帶寬為700 MHz，雙通道重構(gòu)信號的帶寬為1.4 GHz，理論上單通道的脈壓信號主瓣比雙通道的寬一倍。實驗結(jié)果與理論分析相一致，表明本文提出的系統(tǒng)架構(gòu)可行，補償算法有效。

5 結(jié) 論

本文通過DRFM架構(gòu)上的創(chuàng)新，設計了補償算法，彌補了系統(tǒng)復雜性帶來的失真，運用目前可得到的國產(chǎn)器件(技術指標不需要很高)達到高端產(chǎn)品的系統(tǒng)指標，大大擴展了DRFM的瞬時帶寬。此外，實驗中發(fā)現(xiàn)溫度、通道中任何部件的更換、甚至連接器接插的松緊程度等都將導致補償結(jié)果的惡化。下一步工作中需要對系統(tǒng)時變特性進行深入分析，研究自適應實時校正補償算法。

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編 輯 稅 紅

1.4 GHz Broadband DRFM System Based on Multi-Channel Frequency Interleaved

JIANG Ge, LI Hao, LI Wen-jie, and XU Yan

(Institute of Electronic Engineering, China Academy of Engineering Physics Mianyang Sichuan 621900)

Large broadband is an important goal of the digital radio frequency memory (DRFM) system, but a bottleneck problem is how to obtain wideband RF microwave devices, high speed AD/DA, memory and signal process chip economically and efficiently. To avoid this problem, a novel DRFM system based on multi-channel frequency interleaved method has been developed. The design of the digital correlation algorithm can overcome the shortcomings of this system on reconstruction accuracy, such as the channel amplitude and phase distortion, the difference of delay between channels, and the non-ideal effect of sharp bandpass filters. Test experiments certify that the system can reconstruct the broadband signal f0±700 MHz with the flatness less than 6 dB and the linearity less than 5×10?5.

digital compensation; digital radio frequency memory(DRFM); frequency interleaved; multi-channel;

TN97

A

10.3969/j.issn.1001-0548.2015.06.005

2014 – 09 – 02;

2015 – 04 ? 01

江舸(1982 ? )，男，副研究員，主要從事雷達信號處理方面的研究.