宋立眾，聶玉明，段舒雅

（1.毫米波國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（東南大學(xué)），210096南京；2.哈爾濱工業(yè)大學(xué)（威海）信息與電氣工程學(xué)院，264209山東威海；3.哈爾濱工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，150001哈爾濱）

一種電磁耦合饋電雙極化毫米波微帶天線設(shè)計(jì)

宋立眾1，2，聶玉明3，段舒雅2

（1.毫米波國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（東南大學(xué)），210096南京；2.哈爾濱工業(yè)大學(xué)（威海）信息與電氣工程學(xué)院，264209山東威海；3.哈爾濱工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院，150001哈爾濱）

為拓展雙極化毫米波天線的帶寬，提出一種基于電磁耦合饋電的微帶貼片實(shí)現(xiàn)方案.采用共面寄生貼片和空間平行寄生貼片將天線單元的阻抗帶寬展寬，采用成對(duì)反相饋電技術(shù)設(shè)計(jì)2×2的子陣天線，在中心頻點(diǎn)37.5 GHz，駐波＜2的標(biāo)準(zhǔn)下，天線陣列的相對(duì)帶寬為6.13%，隔離度＞30 dB，交叉極化達(dá)到-23.6 dB，增益為11.5 dBi.提出的雙極化微帶天線，具有頻帶寬、端口隔離度大、交叉極化低、增益高的特點(diǎn)，天線性能符合毫米波雙極化天線的一般工程要求.

毫米波；雙極化；微帶天線；電磁耦合

毫米波的波長(zhǎng)短，毫米波雷達(dá)的波束寬度較窄，因而具有更高的角分辨力和低仰角跟蹤能力.毫米波較寬的可用頻帶能夠提高雷達(dá)系統(tǒng)的距離分辨力，距離分辨力提高的同時(shí)能夠提高毫米波雷達(dá)的抗干擾能力.毫米波頻帶為各種無(wú)線應(yīng)用提供了很多機(jī)會(huì)，例如35 GHz的被動(dòng)成像雷達(dá)［1］、60 GHz以上的頻帶可以用在高數(shù)據(jù)率無(wú)線電線路連接和傳感應(yīng)用［2］77 GHz的汽車?yán)走_(dá)［3］94 GHz的成像器和輻射器［4-5］等.天線成為毫米波發(fā)展的關(guān)鍵部件，毫米波天線也已經(jīng)有各種各樣的應(yīng)用，例如，寬帶高速無(wú)線通信系統(tǒng)［6］和自動(dòng)雷達(dá)系統(tǒng)［7］等.毫米波雷達(dá)系統(tǒng)要求低剖面、高增益及低成本天線.微帶天線具有剖面薄、體積小、重量輕、易共形、能與有源器件和電路進(jìn)行集成設(shè)計(jì)、容易實(shí)現(xiàn)雙頻和雙極化等性能.基于此，本文研究采用微帶天線技術(shù)的雙極化毫米波天線方案.

如何提高雙極化天線的端口隔離度以及交叉極化性能是雙極化天線領(lǐng)域中重要的研究?jī)?nèi)容.雙極化的平面饋電方式分兩種：一種是共面微帶饋電，另一種是縫隙耦合饋電.其中采用縫隙耦合饋電的優(yōu)點(diǎn)是阻抗帶寬比較寬和易于實(shí)現(xiàn)雙極化輻射特性. Alexandre Perron等設(shè)計(jì)的天線是將矩形縫隙以“L”型放置，天線端口隔離度為-19 dB，交叉極化為-18 dB［8］.文獻(xiàn)［9］設(shè)計(jì)的矩形縫隙是按“十”字型設(shè)置，這種饋電結(jié)構(gòu)由于兩個(gè)端口的饋線不在同一層介質(zhì)上，有效的提高隔離度性能，在工作帶寬內(nèi)隔離度改善到22 dB，交叉極化可達(dá)到-25 dB以下［9］.

本文研究了電磁耦合饋電的雙極化毫米波微帶貼片天線，分別采用共面的寄生貼片和空間平行的寄生貼片結(jié)構(gòu)，以達(dá)到增加天線的阻抗帶寬的目的；利用設(shè)計(jì)的單元形式組成2×2陣列天線，仿真實(shí)現(xiàn)了一個(gè)毫米波雙極化微帶結(jié)構(gòu)的子陣天線.

1 縫隙耦合微帶天線的頻帶展寬

常用展開微帶天線帶寬的方法有增加基片厚度、降低基板介電常數(shù)、加載寄生貼片、開槽和采用阻抗匹配等.本文采用加載寄生貼片的方式進(jìn)行頻帶擴(kuò)展；為更好地實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，在饋線處加入了一個(gè)梯形的結(jié)構(gòu).寄生貼片可激發(fā)與主輻射貼片的諧振頻率相鄰的頻點(diǎn)，結(jié)果就是使得天線的有效阻抗帶寬得到展寬，這種現(xiàn)象也稱為雙共振技術(shù).本文在主輻射貼片的兩個(gè)輻射邊緣分別放置寄生貼片，天線上面又加了一層空氣層和介質(zhì)板層，垂直方向所加寄生貼片為正方形.該天線的結(jié)構(gòu)模型見圖1.

圖1 加載寄生貼片的微帶天線結(jié)構(gòu)

最終該天線的尺寸確定為垂直方向寄生貼片的邊長(zhǎng)為1 mm，共面寄生貼片的長(zhǎng)度為2 mm，寬度為1.7 mm.經(jīng)過(guò)仿真優(yōu)化，該天線的電壓駐波比≤2的頻率范圍約為36.15～43.85 GHz，相對(duì)帶寬約20.53%.在工作帶寬內(nèi)，S21＜-20 dB，具有很好的隔離度特性.

2 子陣單元設(shè)計(jì)與仿真

基于上面的設(shè)計(jì)結(jié)論，本文在此部分研究一個(gè)四單元子陣的設(shè)計(jì)與仿真問題.圖2為兩種2×2陣列天線的不同組陣方式.圖2（a）為成對(duì)同相饋電方式，即陣列中相鄰單元結(jié)構(gòu)是相同并且都是等幅同相饋電；圖2（b）為成對(duì)反相饋電方式.成對(duì)反相饋電技術(shù)可以減小天線的交叉極化［10］.相鄰單元之間是鏡像結(jié)構(gòu)，并且垂直端口或者水平端口之間的饋電是反相的，可使得介質(zhì)板上的所有單元都受到相同的激勵(lì).

圖2 陣列天線的不同組陣方式

文獻(xiàn)［11］對(duì)這兩種結(jié)構(gòu)的陣列分別做仿真實(shí)驗(yàn)，并對(duì)結(jié)果進(jìn)行分析比較.通過(guò)比較二者的方向圖仿真結(jié)果發(fā)現(xiàn)：等幅同相饋電陣列的交叉極化電平主要取決于單元的交叉極化性能；而反相饋電陣列的交叉極化性能有了很大的改善.在文獻(xiàn)［12］中對(duì)利用成對(duì)反相饋電的4×4陣列進(jìn)行詳細(xì)的數(shù)學(xué)理論分析，給出天線陣列的輻射方向圖方程.在設(shè)計(jì)中，除天線的交叉極化性能之外還要考慮寄生貼片的位置與單元之間的距離，所以采用成對(duì)反相饋電技術(shù).

2.1 饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

圖3為本文設(shè)計(jì)的縫隙耦合饋電子陣天線的饋電網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)圖，采用的正是成對(duì)反相饋電.由于相鄰的同種極化端口是反相的，所以在饋電網(wǎng)絡(luò)中需要加入反相器，就是圖3中圓圈圈起來(lái)的部分，反相器的饋線總和理論上應(yīng)為λe／2，因?yàn)椴ㄗ哌^(guò)半個(gè)波長(zhǎng)，相位剛好反相.所以將λe／2=2.865 mm設(shè)為反相器的初始值.在HFSS中可以單獨(dú)對(duì)饋電網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行優(yōu)化仿真，直到相鄰的同種極化的端口之間的相位相差180°，最后優(yōu)化的得到的結(jié)果是反相器的饋線總和為2.2 mm.

饋電網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)利用了簡(jiǎn)單的微帶三端口功率分配器.因?yàn)閮蓚€(gè)端口的情況是一樣的，以端口1為例進(jìn)行分析說(shuō)明.端口1的阻抗為Z0，一分為二后Z1=Z02，繼續(xù)一分為二后Z2=Z12．子陣天線的端口要求是50Ω的微帶線，代入計(jì)算可得Z1= 70．7Ω，Z2=90．9Ω．根據(jù)微帶線的阻抗以及介質(zhì)板的已知條件：h=0.254 mm和εr=2．2，可計(jì)算出：w0=0.80mm、w1=0.45mm、w2=0.27mm.將理論值設(shè)為初始值，然后在HFSS中進(jìn)行仿真優(yōu)化.最后優(yōu)化得到的值為：w0=0.80mm、w1=0.40mm、w2= 0.20 mm.

圖3 饋電網(wǎng)絡(luò)示意

2.2 2×2子陣天線的仿真

2.2.1 天線結(jié)構(gòu)

設(shè)計(jì)的縫隙耦合饋電的2×2子陣天線，結(jié)構(gòu)見圖4.為使得天線的各個(gè)指標(biāo)都符合要求，對(duì)天線的單元進(jìn)行調(diào)整，包括寄生貼片的大小、輻射貼片的大小以及縫隙的形狀等.首先在天線的后方增加了一塊反射板，目的是減小天線的后向輻射，使天線單向輻射，并且提高增益.增加放射板后天線，天線主要向介質(zhì)板上方輻射.2×2子陣天線單元之間的距離取值為λ／2．天線結(jié)構(gòu)的各參數(shù)取值見表1.

圖4 子陣天線結(jié)構(gòu)

表1 子陣天線結(jié)構(gòu)參數(shù)取值表mm

本文采用電磁仿真軟件CST和HFSS同時(shí)進(jìn)行仿真，以驗(yàn)證設(shè)計(jì)的正確性.通過(guò)多次掃描優(yōu)化得到的天線兩個(gè)端口回波損耗見圖5.可知：雖然端口2的回波損耗已經(jīng)優(yōu)化到37.5 GHz附近有S22＜-10 dB，但端口1的回波損耗仍無(wú)法達(dá)到37.5 GHz附近S11＜-10 dB.由于微帶饋線本身存在損耗，饋電網(wǎng)絡(luò)的損耗要比單條微帶線的損耗更多，從而導(dǎo)致通過(guò)縫隙耦合到貼片的能量也減少，使得天線無(wú)法形成有效的諧振.

因此在優(yōu)化過(guò)程中，為使縫隙耦合饋電端口能夠耦合更多的能量到輻射貼片上，將最初的矩形縫隙變?yōu)門型縫隙，見圖6.縫隙結(jié)構(gòu)的參數(shù)取值見表2.通過(guò)仿真結(jié)果也能證明在本文的陣列天線中，T型縫隙能夠得到更好的阻抗匹配.

圖5 矩形縫隙陣列的端口回波損耗仿真結(jié)果

圖6 T型縫隙示意

表2 縫隙結(jié)構(gòu)參數(shù)取值表mm

2.2.2 性能分析

圖7為T型縫隙陣列天線的S參數(shù)仿真結(jié)果，可得出天線的工作頻率為36.6～38.9 GHz，相對(duì)帶寬為6.13%.子陣天線的帶寬比天線的帶寬要窄，這是因?yàn)轲侂娋W(wǎng)絡(luò)本身是窄帶的，導(dǎo)致天線的帶寬變窄.組陣后天線的隔離度在整個(gè)頻帶內(nèi)都＜-30 dB，因兩個(gè)端口的饋電網(wǎng)絡(luò)本身不在同一層，而且組陣后兩個(gè)極化的饋電網(wǎng)絡(luò)之間的距離變大，相互之間的耦合減小.

子陣天線在E面和H面的交叉極化特性分別見圖8、9.天線在37.5 GHz處的最大增益為11.5 dBi，比單個(gè)單元的增益增加了約6.6 dBi，天線的交叉極化絕對(duì)值可達(dá)到23 dB，并且天線的3 dB波束帶寬約為54°.

圖7 T型縫隙陣列的S參數(shù)仿真結(jié)果

圖8 子陣天線端口1在不同頻點(diǎn)處的方向

圖9 子陣天線端口2在不同頻點(diǎn)處的方向

從頻率分別為36.5、37.5、38.5 GHz時(shí)的天線輻射方向圖可以看出，本文設(shè)計(jì)的天線具有單向輻射特性，并且E面與H面的輻射方向圖均表現(xiàn)為光滑的特性，大多數(shù)能量也都集中到天線的3 dB帶寬內(nèi).

3 結(jié) 語(yǔ)

本文研究了基于電磁耦合饋電技術(shù)的雙極化毫米波微帶天線設(shè)計(jì)方案，從駐波比帶寬、端口隔離度和交叉極化電平等技術(shù)指標(biāo)出發(fā)，討論具體的設(shè)計(jì)思路和仿真優(yōu)化工作.在采用寄生貼片技術(shù)實(shí)現(xiàn)帶寬展寬的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)與仿真一個(gè)四單元子陣，著重關(guān)注了其饋電網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，給出了子陣天線的仿真優(yōu)化結(jié)果.在中心頻點(diǎn)37.5 GHz，天線陣列的相對(duì)帶寬為6.13%，端口隔離度＞30 dB，交叉極化達(dá)到-23.6 dB，增益為11.5 dBi，其技術(shù)指標(biāo)滿足一般工程設(shè)計(jì)要求.本文研究工作為雙極化毫米波天線的設(shè)計(jì)方案和工程實(shí)現(xiàn)提供一條有效的技術(shù)途徑.

［1］DOGHRI A，GHIOTTO A，DJERAFI T，et al.Early demonstration of a passivemillimeter-wave imaging system using substrate integrated waveguide technology［C］／／Mediterranean Microwave Symposium（MMS）. Hammamet：IEEE，2011：215-218.

［2］PEPE D，ZITO D.60-GHz transceivers for wireless HD uncompressed video communication in nano-era CMOS technology［C］／／MELECON15th IEEE Mediterranean Electrotechnical Conference.Valletta：IEEE，2010：1237-1240.

［3］WAGNER C，STELZER A，JAGER H.A phased-array radar transmitter based on 77-GHz cascadable transceivers［C］／／Microwave Symposium Digest，2009.MTT＇09.IEEE MTT-S International.Boston：IEEE，2009：73-76.

［4］GOSHID S，LIU Y，MAIK，et al.Recent advances in 94 GHz FMCW imaging radar development［C］／／Microwave Symposium Digest，2009.MTT＇09.IEEE MTT-S International.Boston：IEEE，2009：77-80.

［5］MIGLIACCIO C，DAUVIGNAC JY，BROCHIER L，etal. W-band high gain lens antenna for metrology and radar applications［J］.Electronics Letters，2004，40（22）：1394-1396.

［6］TOKORO S.Automotive application systems of a millimeterwave radar［C］／／Intelligent Vehicles Symposium，1996.，Proceedings of the 1996 IEEE.Tokyo：IEEE，1996：260-265.

［7］FUJIMURA K.Current status and trend ofmillimeter-wave automotive radar［C］／／Microwave Workshops and Exhibition Digest.［S.l.］：MWE.1995，95：225-230.

［8］Perron A，Denidni T A，Sebak A R.A low-cost and highgain dual-polarized wideband millimeter-wave antenna［C］／／European Conference on Antennas and Propagation，2009.EuCAP＇09，Berlin，Germany：2009：3558-3561.

［9］TSAO CH，HWANG Y M，KILBURG F，et al.Aperturecoupled patch antennas with wide-bandwidth and dualpolarization capabilities［C］／／Antennas and Propagation Society International Symposium，1988.Syracuse：AP-S. Digest.Syracuse：IEEE，1988：936-939.

［10］徐得名，鐘順時(shí)，陳惠民，等.上海大學(xué)微波與無(wú)線通信領(lǐng)域的科學(xué)研究［J］.上海大學(xué)學(xué)報(bào)（自然科學(xué)版），2011，17（4）：337-352.

［11］孔令兵.雙波段雙極化天線單元與陣列［D］.上海：上海大學(xué)，2012.

［12］Woelder K，Granholm J.Cross-polarization and sidelobe suppression in dual linear polarization antenna arrays［J］. IEEE Transactions on Antennas and Propagation，1997，45（12）：1727-1740.

（編輯苗秀芝）

Design of a dual polarized m illimeter wavem icrostrip antenna fed by electromagnetic coupling

SONG Lizhong1，2，NIE Yuming3，DUAN Shuya2
（1.State Key Laboratory of MillimeterWaves（Southeast University），210096 Nanjing，China；2.School of Information and Electrical Engineering，Harbin Institute of Technology atWeihai，264209Weihai，Shandong，China；3.Dept.of Electronics and Information Engineering，Harbin Institute of Technology，150001 Harbin，China）

An implementation scheme of dual polarized millimeter wave microstrip patch antenna with broad bandwidth is proposed.The impedance bandwidth is broadened by employing coplanar parasitic patches and spatial parallel parasitic patches.The pair-wise anti-phase technology is used to design the 2×2 array antenna.The impedance bandwidth of the proposed antenna is6.13%at the center frequency of37.5 GHzwith the isolation larger than 30 dB.The cross-polarization is-23.6 dB and the gain of the antenna is 11.5 dBiunder the criterion of VSWR less than 2.The proposed dual polarized microstrip antenna has promising features in terms of broad impedance bandwidth，high isolation between the input ports，reduced cross-polarization and high gains.The performances can meet the general requirements of the engineering dual polarized millimeter wave antenna.

millimeter wave；dual polarization；microstrip antenna；electromagnetic coupling

TN821

：A

：0367-6234（2015）11-0093-05

10.11918／j.issn.0367-6234.2015.11.016

2014-08-03.

國(guó)家自然科學(xué)基金面上項(xiàng)目（61171181）；毫米波國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室開放課題（K201328）；中國(guó)博士后科學(xué)基金（2014M561554）.

宋立眾（1975—），男，教授，博士生導(dǎo)師.

宋立眾，songlizhong＠hitwh.edu.cn.