江 斌 ， 徐建良

（1.通信系統(tǒng)信息控制技術(shù)國(guó)家級(jí)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，浙江 嘉興 314033；2.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第三十六研究所，浙江 嘉興 314033）

直接序列擴(kuò)頻（DSSS，Direct Sequence Spread Spectrum）技術(shù)具有強(qiáng)抗干擾能力、低功率譜發(fā)射和大容量碼分多址性能等多方面優(yōu)點(diǎn)，已廣泛應(yīng)用于軍事通信和民用通信，當(dāng)今信息領(lǐng)域最前沿、最具代表性的第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)就是采用直接序列擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)[1-2]。因此針對(duì)直擴(kuò)信號(hào)的干擾與偵收技術(shù)研究也成為當(dāng)前信息對(duì)抗的熱點(diǎn)領(lǐng)域。而直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的數(shù)字接收是實(shí)現(xiàn)對(duì)其偵察截獲的關(guān)鍵技術(shù)之一。

常用的數(shù)字化接收方式有兩種：中頻數(shù)字化接收和零中頻數(shù)字化接收。中頻數(shù)字化接收對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行采樣數(shù)字化，之后再進(jìn)行數(shù)字下變頻和數(shù)字解調(diào)，避免了模擬解調(diào)器使用兩個(gè)乘法器引起的同相支路與正交支路幅度和相位不匹配對(duì)解調(diào)性能造成的影響，但其能處理的已調(diào)信號(hào)頻率受ADC采樣速率的限制；零中頻數(shù)字化接收去掉了中頻級(jí)，僅僅需要低通濾波器，能提供更大的集成度，功耗也大大降低，所以得到了越來(lái)越多的重視[3-4]。

文中針對(duì)cdma2000系統(tǒng)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)提出了一種零中頻數(shù)字接收算法。對(duì)碼捕獲及跟蹤算法、載波同步算法數(shù)學(xué)模型進(jìn)行了詳細(xì)推導(dǎo)。為了驗(yàn)證算法性能，本文對(duì)實(shí)際采集的cdma2000移動(dòng)通信信號(hào)進(jìn)行解調(diào)處理，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該算法具有較好的接收效果，可以為實(shí)現(xiàn)DSSS通信系統(tǒng)的偵收和干擾提供有效參考。

1 零中頻數(shù)字解調(diào)

基于直接序列擴(kuò)頻技術(shù)的cdma2000移動(dòng)通信系統(tǒng)采用的QPSK調(diào)制方式，它和傳統(tǒng)的QPSK調(diào)制方式不同[5]。傳統(tǒng)的QPSK調(diào)制是同相（I）和正交（Q）支路交替?zhèn)鬏斝畔⒎?hào)；而直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)的QPSK調(diào)制是每個(gè)信息符號(hào)在I、Q支路上乘以不同的PN碼序列后同時(shí)發(fā)送。與傳統(tǒng)基帶數(shù)據(jù)流只調(diào)制一個(gè)PN序列的BPSK系統(tǒng)相比，QPSK系統(tǒng)的符號(hào)間干擾功率減少一半。

無(wú)線信號(hào)經(jīng)過(guò)模擬下變頻和ADC轉(zhuǎn)換后，其高頻分量被去除，因此零中頻解調(diào)模塊的I、Q兩路輸入序列也可以表示為：

其中，A 為信號(hào)碼片能量，φ 是載波初始相位，nI（t）、nQ（t）為 I、Q 信道的高斯白噪聲，CI（t）、CQ（t）分別是 I、Q 信道的 PN序列。

直擴(kuò)零中頻信號(hào)數(shù)字接收如圖1所示。

圖1 直擴(kuò)零中頻數(shù)字接收Fig.1 Digital receiver of direct-sequence spread spectrum

接收和處理過(guò)程如下：首先對(duì)從天線接收下來(lái)的信號(hào)進(jìn)行模擬正交下變頻到零中頻，將信號(hào)分成I、Q兩路基帶信號(hào)，然后，分別進(jìn)行A/D同步采樣。采樣后的兩路數(shù)據(jù)送入PN碼捕獲電路，完成掃頻和PN碼粗同步。捕獲完成后，將結(jié)果提供給跟蹤電路，在環(huán)路中同時(shí)進(jìn)行PN碼精同步和載波跟蹤。如果實(shí)現(xiàn)了碼同步和載波跟蹤，則結(jié)果輸出給信道糾錯(cuò)等后續(xù)處理；如果在跟蹤過(guò)程中出現(xiàn)失鎖，則輸出觸發(fā)信號(hào)給捕獲電路，重新開(kāi)始碼捕獲和跟蹤。

1.1 碼捕獲

對(duì)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的解調(diào)，都需要先同步發(fā)射機(jī)所發(fā)信號(hào)的PN碼相位，即在本地端產(chǎn)生與接收到的PN信號(hào)完全同相的PN序列，而接收到的PN信號(hào)通常是附加于用戶數(shù)據(jù)之上的。一旦PN碼同步上，用本地碼發(fā)生器所產(chǎn)生的PN碼與接收信號(hào)相乘就可獲得所需的數(shù)據(jù)。

捕獲的原理框圖如圖2所示。

圖2 碼捕獲結(jié)構(gòu)Fig.2 The structure of code acquisition

將它們分別乘以兩個(gè)本地參考PN碼，然后在檢測(cè)區(qū)間上進(jìn)行積分得到

其中，T 是積分區(qū)間上限，RCI（τ）和 RCQ（τ）分別是 CI（t）和CQ（t）的時(shí)域平均自相關(guān)函數(shù)，噪聲項(xiàng)N1和N2分別定義為X（t）和 Y（t）中噪聲項(xiàng)的積分。 于是有

其中 R（τ）=RCI（τ）+RCQ（τ）。

最后，將Zm=的結(jié)果送入判決模塊。

1.2 碼跟蹤及載波跟蹤的算法

捕獲到的PN碼相位送入跟蹤模塊后，立刻啟動(dòng)PN碼跟蹤和載波跟蹤模塊，原理結(jié)構(gòu)見(jiàn)圖3。在圖中，輸入信號(hào)分成I、Q 兩路，送入 E（超前）、P（即時(shí)）、L（延遲）路處理，與本地載波和本地PN碼交叉相乘、累加，將結(jié)果輸入到碼跟蹤環(huán)和載波跟蹤環(huán)中，通過(guò)鑒相器、環(huán)路濾波器、NCO動(dòng)態(tài)調(diào)整本地產(chǎn)生的PN碼相位和載波相位[6]。

圖3 碼跟蹤結(jié)構(gòu)Fig.3 The structure of code tracking

由于 rI（t）和 rQ（t）為零中頻信號(hào)，與本地載波 NCO 產(chǎn)生的正交序列sin（w1t）和cos（w2t）相乘之后的倍頻項(xiàng)無(wú)法采用低通濾波器濾除，因此，需要交叉結(jié)構(gòu)處理后才送入鑒相器。圖4給出了E、L兩路處理模塊的交叉結(jié)構(gòu)，而P路結(jié)構(gòu)中數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)積分累加后直接輸出給載波環(huán)路鑒相器。

圖中的 sI（t）、sQ（t）與本地載波相乘得到

它們分別乘本地兩個(gè)本地參考PN碼得

其中τ為輸入PN序列和本地參考PN序列的定時(shí)時(shí)差，{nij（t）}包括噪聲、信道間干擾及正交干擾[3]。 SII2、SIQ2、SQI1、SQQ1、SQI2和SQQ2類似可得。

將八路數(shù)據(jù)交叉相加得到，

圖4 E、L路交叉結(jié)構(gòu)Fig.4 The structure of channel E and channel L

其中 R（t）是 CI（t）、CQ（t）的時(shí)域平均自相關(guān)函數(shù)。 具體形式為，

根據(jù)式（13）、（14）、（15）、（16），經(jīng)過(guò)相加運(yùn)算和積分累加后得到

其中M為積分累加區(qū)間，N1、N2為噪聲項(xiàng)的積分。

P路處理模塊將式（18）、（19）的數(shù)據(jù)直接輸出給載波環(huán)路鑒相器。E、L路處理模塊將式（20）的結(jié)果輸出給碼鑒相器，

產(chǎn)生的超前、即時(shí)、延遲三路信號(hào)，送入鑒相器產(chǎn)生定時(shí)誤差：

環(huán)路濾波器采用二階環(huán)路濾波器，其中w0=BL/0.53為環(huán)路濾波器諧振頻率，BL為環(huán)路噪聲帶寬，BL一般根據(jù)實(shí)際應(yīng)用即噪聲情況由仿真得到，T為信息符號(hào)周期。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及說(shuō)明

為驗(yàn)證算法的性能，對(duì)采集的實(shí)際cdma移動(dòng)通信下行鏈路信號(hào)進(jìn)行解調(diào)處理，本文的零中頻接收算法完全可以達(dá)到較好的誤碼性能。實(shí)際信號(hào)中心頻率為878.49 MHz，信息碼速率 19.2 kbit/s，PN碼碼長(zhǎng) 215=32 768，PN碼速率為1.228 8 Mbit/s。捕獲和跟蹤電路中都采用了512個(gè)碼片能量積累判決。實(shí)驗(yàn)中利用軟件程序分別對(duì)導(dǎo)頻信道、同步信道和尋呼信道的信號(hào)數(shù)據(jù)進(jìn)行了解調(diào)處理。

圖5顯示了導(dǎo)頻信道解調(diào)結(jié)果，導(dǎo)頻信道作為解調(diào)其他信道的相干參考信道，持續(xù)發(fā)送數(shù)據(jù)為邏輯‘0’，所以星座圖數(shù)據(jù)都在坐標(biāo)軸的正半軸 （解調(diào)結(jié)果圖中的數(shù)據(jù)都經(jīng)過(guò)了0→1、1→－1映射處理）圖6顯示了同步信道解調(diào)結(jié)果，同步信道以固定幀反復(fù)廣播同步信息，在每幀最后剩余補(bǔ)1，所以同步信道I路解調(diào)數(shù)據(jù)最后有連續(xù)負(fù)值出現(xiàn)；圖7顯示了尋呼信道解調(diào)結(jié)果。圖5～7中星座圖顯示的都是解調(diào)環(huán)路穩(wěn)定后的結(jié)果，結(jié)果顯示本文提出的算法對(duì)QPSK調(diào)制的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)具有較好的解調(diào)效果。

圖5 導(dǎo)頻信道解調(diào)結(jié)果Fig.5 The demodulation result of pilot channel

圖6 同步信道解調(diào)結(jié)果Fig.6 The demodulation result of synchronization channel

3 結(jié)束語(yǔ)

圖7 尋呼信道解調(diào)結(jié)果Fig.7 The demodulation result of paging channel

本文針對(duì)cdma2000直接序列擴(kuò)頻信號(hào)提出一種零中頻數(shù)字接收機(jī)的基帶處理算法，并詳細(xì)闡述了PN碼捕獲、跟蹤算法和載波跟蹤等算法。利用本算法對(duì)實(shí)際cdma移動(dòng)通信信號(hào)進(jìn)行同步解調(diào)實(shí)現(xiàn)，證明本文設(shè)計(jì)的零中頻數(shù)字接收機(jī)基帶算法的正確性和有效性，為針對(duì)DSSS通信系統(tǒng)的偵收和干擾提供了有效借鑒。

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