戚昊琛,張 鑒,高偉清，鮑嘉明

(1．合肥工業(yè)大學(xué)電子科學(xué)與應(yīng)用物理學(xué)院，安徽合肥 230009；2.北方工業(yè)大學(xué)信息工程學(xué)院，北京 100144)

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FMCW雷達(dá)測(cè)距系統(tǒng)的中頻信號(hào)處理電路設(shè)計(jì)

戚昊琛1,張 鑒1,高偉清1，鮑嘉明2

(1．合肥工業(yè)大學(xué)電子科學(xué)與應(yīng)用物理學(xué)院，安徽合肥 230009；2.北方工業(yè)大學(xué)信息工程學(xué)院，北京 100144)

中頻信號(hào)處理電路是雷達(dá)測(cè)距系統(tǒng)的核心硬件。在計(jì)算得到濾波及放大電路的關(guān)鍵參數(shù)后，基于雙運(yùn)放MC33078，設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了包含高通和低通2個(gè)單元的濾波電路；利用可調(diào)增益放大器AD603和靜電計(jì)級(jí)運(yùn)算放大器OPA128等設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了可調(diào)增益放大器、峰值檢波電路和AD/DA轉(zhuǎn)換電路。對(duì)所設(shè)計(jì)的關(guān)鍵電路進(jìn)行了模擬驗(yàn)證，并通過(guò)對(duì)靜態(tài)目標(biāo)的測(cè)距實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了中頻信號(hào)處理電路對(duì)雷達(dá)測(cè)距的適用性和測(cè)試值相對(duì)于計(jì)算值的準(zhǔn)確性。

FMCW雷達(dá)；測(cè)距系統(tǒng)；中頻信號(hào)處理；電路設(shè)計(jì)

0 引言

基于調(diào)頻連續(xù)波(FMCW)的雷達(dá)系統(tǒng)具有全天候性、靈敏度和探測(cè)精度的優(yōu)勢(shì)，近年來(lái)已成為測(cè)距系統(tǒng)的優(yōu)選方案[1]。該測(cè)距系統(tǒng)的核心是中頻信號(hào)處理電路，其作用是對(duì)雷達(dá)混頻器輸出的中頻信號(hào)進(jìn)行放大、匹配濾波等處理，消除干擾雜波信號(hào)，實(shí)現(xiàn)幅值統(tǒng)一，為信號(hào)的DSP軟件處理做好準(zhǔn)備[2]。本文以24 GHz FMCW雷達(dá)為前端，設(shè)計(jì)中頻信號(hào)處理電路。以汽車防撞測(cè)距應(yīng)用為例，系統(tǒng)的作用距離為1～100 m，測(cè)速范圍為0～220 km/h。

1 原理及參數(shù)計(jì)算

1.1 濾波電路參數(shù)

由FMCW毫米波雷達(dá)測(cè)距原理分析可知，中頻信號(hào)的頻率可表示為

(1)

式中：ΔF為調(diào)制帶寬；fd為中頻信號(hào)頻率；fVtune為三角波調(diào)制頻率；c為光速；R為相對(duì)距離；v為相對(duì)速度，根據(jù)測(cè)距測(cè)速要求設(shè)調(diào)制頻率為150 Hz(遠(yuǎn)距離檢測(cè))與750 Hz(近距離檢測(cè))2種[3]；ΔF設(shè)為200 MHz；f0設(shè)為24 GHz。

由上述公式計(jì)算可得，在系統(tǒng)測(cè)距測(cè)速范圍內(nèi)，中頻信號(hào)頻率范圍為0～100 kHz。

低通濾波器用于濾除高頻雜波，因此，設(shè)其截止頻率為100 kHz；而高通濾波器主要用于濾除以調(diào)制信號(hào)為主的低頻雜波，其截止頻率應(yīng)設(shè)為調(diào)制頻率的10倍[3-4]，設(shè)為1.5 kHz和7.5 kHz。

1.2 放大電路參數(shù)

根據(jù)信號(hào)的幅值特性進(jìn)行分析計(jì)算可得放大電路所需參數(shù)。

上下掃頻段中頻信號(hào)幅值可表示為

S=Kcos{2π[(f0+B/2)(t-τ(t))±μ(t-τ(t))2/2]+φ0}

其中，

(2)

式中：B為調(diào)制信號(hào)帶寬；K為信號(hào)傳輸損耗因子；μ為調(diào)制信號(hào)斜率，為40 MHz/V；φ0為發(fā)射信號(hào)的初始相位；t為時(shí)間變量。

由上述公式計(jì)算可得，在系統(tǒng)測(cè)距測(cè)速范圍內(nèi)，中頻信號(hào)的幅值范圍為50～300 mV，且信號(hào)幅值與障礙物的相對(duì)距離成反比。遠(yuǎn)距離時(shí)幅值微小，易被大幅值信號(hào)淹沒，而近距離時(shí)幅值大，易造成飽和失真。AGC環(huán)路組成的自動(dòng)增益放大器，可根據(jù)輸入信號(hào)幅值的大小自動(dòng)調(diào)整增益，使得信號(hào)幅值統(tǒng)一，符合A/D轉(zhuǎn)換芯片的要求。系統(tǒng)采用的ADC芯片模擬輸入電壓中心為2.4 V，差分輸入，上下擺動(dòng)在0.55 V內(nèi)。根據(jù)中頻信號(hào)的幅值范圍，將低通濾波的增益設(shè)為6 dB，則AGC的增益范圍設(shè)置為10～30 dB時(shí)，即可滿足放大要求。

2 濾波電路設(shè)計(jì)

2.1 高通濾波電路

系統(tǒng)采用雙運(yùn)放MC33078來(lái)實(shí)現(xiàn)高通濾波器。截止頻率設(shè)定為1.5 kHz和7.5 kHz，無(wú)放大增益，采用有源濾波，設(shè)計(jì)電路圖如圖1所示。

圖1 1.5 kHz/7.5 kHz高通濾波電路圖

利用Multisim進(jìn)行相應(yīng)電路的仿真，其中波特圖示儀XBP1連接經(jīng)過(guò)1.5 kHz濾波后的信號(hào)，波特圖示儀XBP2連接經(jīng)過(guò)7.5 kHz濾波后的信號(hào)，高通濾波電路仿真結(jié)果如圖2所示。

圖2 1.5 kHz/7.5 kHz高通濾波電路仿真圖

由仿真圖得到的幅頻特性曲線可見，信號(hào)頻率在低于1.5 kHz和7.5 kHz時(shí)被吸收，只有高于設(shè)定頻率的信號(hào)才被通過(guò)，仿真結(jié)果表明，該高通濾波電路是符合設(shè)計(jì)要求的。

2.2 低通濾波電路

按上述要求，低通濾波器截止頻率為100 kHz，增益為6 dB，所設(shè)計(jì)的電路如圖3所示。

圖3 100 kHz低通濾波電路圖

圖4為利用Multisim進(jìn)行低通濾波電路仿真所得的仿真圖。

圖4 100 kHz低通濾波電路仿真圖

由圖4得到的幅頻特性曲線可見，信號(hào)頻率在高于100 kHz時(shí)被吸收，只有低于設(shè)定頻率的信號(hào)才被通過(guò)，仿真結(jié)果表明該低通濾波電路符合設(shè)計(jì)要求。

3 可調(diào)增益放大器

AD603通過(guò)對(duì)引腳5和7不同的連接方式來(lái)決定其可控增益范圍。芯片的增益為40 VG+20 dB，其中，VG為壓控端電壓，系統(tǒng)要求增益范圍為10～30 dB，則根據(jù)芯片手冊(cè)的電阻曲線，選擇在引腳5與引腳7間接電阻R1=2.49 kΩ，使其最大增益約為41 dB[4-5]。設(shè)計(jì)的可調(diào)增益放大電路如圖5所示。

圖5 利用AD603設(shè)計(jì)的可調(diào)增益放大電路

AD603腳1和腳2的電壓差由DSP控制，DSP控制信號(hào)通過(guò)DAC轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)后調(diào)節(jié)AD603的輸出增益。

4 峰值檢波電路

本文利用Difet靜電計(jì)級(jí)運(yùn)算放大器OPA128來(lái)設(shè)計(jì)的峰值檢測(cè)電路如圖6所示。

圖6 峰值檢波電路圖

利用Multisim模擬，得到了該峰值檢波電路的仿真結(jié)果，如圖7所示。

圖7 峰值檢波電路仿真圖

由圖7可見，信號(hào)通過(guò)峰值檢波，成功地輸出了波形的峰值，表明該電路可良好地檢測(cè)波形的幅值，符合設(shè)計(jì)要求。但峰值檢波得到的幅值量為模擬量，需通過(guò)A/D轉(zhuǎn)換再進(jìn)行計(jì)算。

5 A/D和D/A轉(zhuǎn)換電路

本模塊的A/D轉(zhuǎn)換電路選用ADI的AD6644，它是一款性能優(yōu)良的14-bit、65MSPS單片模數(shù)轉(zhuǎn)換器，內(nèi)含保持電路和基

準(zhǔn)源，采用三級(jí)子區(qū)式轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)[6]。

在以AD6644為中心的A/D轉(zhuǎn)換電路中，要注意以下幾點(diǎn)：首先，其要求高質(zhì)量低相位噪聲的差分采樣時(shí)鐘信號(hào)來(lái)進(jìn)行采樣編碼，本文使用低抖動(dòng)ECL/PECL時(shí)鐘，通過(guò)低偏壓差分器件MC100LVEL16將其差分信號(hào)通過(guò)電容器交流耦合來(lái)編碼信號(hào)；其次，其模擬輸入為差分輸入形式，本文利用差分功率放大器AD8138來(lái)設(shè)計(jì)由單端輸入到差分輸出的電路，作為AD6644的差分模擬輸入端，并選用直流耦合來(lái)有效濾除偶次諧波分量、共模干擾信號(hào)等；再次，本測(cè)距系統(tǒng)涉及的多個(gè)供電電源為12 V，由于將模擬和數(shù)字電源分開并單獨(dú)設(shè)計(jì)以避免模數(shù)之間的干擾的必然性，將AD6644中所有電源管腳都就近對(duì)地接10 nF去耦電容，以濾除電源與地之間的寬頻雜波，在靠近電源處接入10～100 nF陶瓷電容，以濾除高頻噪聲，同時(shí)接入10 μF鉭電容，濾除低頻噪聲，另外，模擬地與數(shù)字地之間通過(guò)磁珠連接，進(jìn)一步抑制干擾噪聲。

圖8為按照上述原則與步驟設(shè)計(jì)的AD6644外圍電路圖。

D/A轉(zhuǎn)換電路主要用于轉(zhuǎn)換DSP輸出的增益控制信號(hào)等。本文選用8位雙緩沖D/A轉(zhuǎn)換芯片DAC0832，其性價(jià)比高、接口簡(jiǎn)單、轉(zhuǎn)換控制容易。

因DAC0832的轉(zhuǎn)換結(jié)果以一組差動(dòng)電流輸出，而AD603

圖8 利用AD6644設(shè)計(jì)的A/D轉(zhuǎn)換電路

等需要電壓控制信號(hào)，因此必須外接轉(zhuǎn)換電路。圖9所示為利用DAC0832設(shè)計(jì)的一種用兩級(jí)運(yùn)算放大器組成的模擬電壓輸出電路，設(shè)參考電壓VREF為+5 V，從一級(jí)運(yùn)放輸出的為單極性模擬電壓，電壓值為0～-5 V；從二級(jí)運(yùn)放輸出的為雙極性模擬電壓，即在VOUT得到的輸出電壓為±5 V。

圖中

(3)

計(jì)算可得，當(dāng)DSP控制DAC0832的D0～D7為0～255時(shí)，其輸出電壓VOUT在-5～+5 V之間變化，符合控制要求。

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

雷達(dá)傳感器的調(diào)制信號(hào)采用三角波形式，帶寬為200 MHz，調(diào)制頻率為150 Hz。限于實(shí)驗(yàn)條件及后續(xù)DSP信號(hào)處理模塊的完善程度，通過(guò)對(duì)靜止目標(biāo)檢測(cè)，來(lái)驗(yàn)證該中頻信號(hào)處理電路的準(zhǔn)確性與實(shí)用性。經(jīng)該電路處理后，檢測(cè)了不同距離的靜止目標(biāo)，利用數(shù)字信號(hào)處理后得到的頻譜圖形如圖10所示，其中橫坐標(biāo)為頻率，縱坐標(biāo)為信號(hào)幅值。

圖9 DAC0832雙極性輸出D/A轉(zhuǎn)換電路

(a)距22 m的靜止目標(biāo)輸出信號(hào)頻譜圖

(b)距40 m的靜止目標(biāo)輸出信號(hào)頻譜圖圖10 經(jīng)中頻調(diào)理電路處理的信號(hào)頻譜圖

如圖所示，距離22 m的靜止目標(biāo)在頻譜圖上得到的頻率值為17.93 kHz，而根據(jù)式(1)得到的理論值為17.6 kHz；距離40 m時(shí)的靜止目標(biāo)在頻譜圖上得到的頻率值為31.86 kHz，理論值為32 kHz，在誤差范圍之內(nèi)，符合設(shè)計(jì)要求。

7 結(jié)論

中頻信號(hào)處理電路是FMCW雷達(dá)測(cè)距系統(tǒng)的關(guān)鍵與核心。

本文基于對(duì)雷達(dá)傳感器工作原理的分析，得到中頻信號(hào)處理電路的關(guān)鍵參數(shù)。設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了包括濾波、放大、峰值檢波和AD/DA轉(zhuǎn)換的完整的中頻信號(hào)處理電路。通過(guò)對(duì)關(guān)鍵電路的仿真和整體系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)測(cè)試，驗(yàn)證了該電路對(duì)于雷達(dá)防撞測(cè)距系統(tǒng)的適用性。該電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，可為24 GHz FMCW雷達(dá)的測(cè)距應(yīng)用提供核心的硬件解決方案。

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Design of IF Signal Processing Circuit for FMCW Radar Ranging System

QI Hao-chen1,ZHANG Jian1,GAO Wei-qing1,BAO Jia-ming2

(1.School of Electronics Science and Applied Physics,Hefei University of Technology,Hefei 230009,China;2.School of Information Engineering,North China University of Technology,Beijing 100144,China)

Intermediate frequency (IF) signal processing module is the core of radar range system.After the key parameters of filter and amplification were calculated,the filter circuit including high-pass filter and low-pass filter was designed and realized based on double op-amp MC33078.Then based on adjustable gain amplifier AD603 and operational amplifier OPA128,the adjustable gain amplifier,peak detection circuit,and AD/DA switching circuit were designed and realized.The simulation and validation of key circuits were performed.Further more,the applicability and veracity of whole circuit module was confirmed by static target ranging experiment.

FMCW radar；ranging system;IF signal process;circuit design

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(11374084，61307056)；合肥工業(yè)大學(xué)科學(xué)研究發(fā)展基金資助項(xiàng)目(J2014HGXJ0091，J2014HGXJ0082)

2014-10-20 收修改稿日期：2015-03-01

TN952

A

1002-1841(2015)08-0029-04

戚昊琛(1981—)工程師，碩士，主要研究方向?yàn)閭鞲衅髟O(shè)計(jì)與應(yīng)用。E-mail：ammyqi@hfut.edu.cn

張鑒(1977—)副教授，博士，主要從事MEMS與傳感系統(tǒng)設(shè)計(jì)研究。E-mail：zhangjian@hfut.edu.cn