鄧澤權(quán)， 王志新， 陸斌鋒， 史 莉

(1. 上海交通大學(xué) 電氣工程系，上海 200240； 2. 嘉興清源電氣科技有限公司，浙江 嘉興 314031；3. 上海納杰電氣成套有限公司，上海 201111)

三相電壓型PWM逆變器無電感參數(shù)控制策略研究*

鄧澤權(quán)1， 王志新1， 陸斌鋒2， 史 莉3

(1. 上海交通大學(xué) 電氣工程系，上海 200240； 2. 嘉興清源電氣科技有限公司，浙江 嘉興 314031；3. 上海納杰電氣成套有限公司，上海 201111)

三相電壓型PWM逆變器常采用基于電流前饋解耦的電壓電流雙閉環(huán)控制策略。采用該控制策略，電流內(nèi)環(huán)控制器設(shè)計時包含交流側(cè)電感值，當(dāng)電感測量值出現(xiàn)誤差時，系統(tǒng)將不能徹底解耦，會影響系統(tǒng)的控制性能。提出一種改進(jìn)型電壓電流雙閉環(huán)控制策略，其中電流內(nèi)環(huán)基于合成矢量的思想，實現(xiàn)在同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系下三相電壓型PWM逆變器無電感參數(shù)L的電流解耦控制，采用MATLAB/Simulink仿真驗證了該方法的有效性。

無電感參數(shù)； 三相電壓型PWM逆變器； 仿真

0 引 言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，能實現(xiàn)能量雙向流動、單位功率因數(shù)逆變運(yùn)行、低輸出電流諧波功能的三相電壓型PWM逆變器得到了廣泛應(yīng)用。三相電壓型PWM逆變器常采用基于電流前饋解耦的電壓電流雙閉環(huán)控制策略[1-5]，該控制策略在控制器設(shè)計時需知道交流側(cè)電感的精確值，當(dāng)測量的電感值出現(xiàn)誤差時，電流內(nèi)環(huán)將不能徹底解耦，系統(tǒng)的控制性能將變差。文獻(xiàn)[6-8]采用合成矢量的方法對三相電壓型PWM整流器的控制策略進(jìn)行分析，取得了較理想的控制性能，但合成矢量不易在數(shù)字控制器中實現(xiàn)，故文獻(xiàn)[8]將合成矢量中的控制策略轉(zhuǎn)換到同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系中，提出了一種新的三相電壓型PWM整流器雙閉環(huán)控制策略。

在三相電壓型PWM整流器合成矢量控制思想的基礎(chǔ)上，本文提出了一種新的基于同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系的三相電壓型PWM逆變器雙閉環(huán)控制策略，其中電流內(nèi)環(huán)采用無電感參數(shù)L解耦控制，電壓外環(huán)采用恒定電壓控制[9-10]。

1 三相電壓型PWM逆變器的數(shù)學(xué)模型

圖1為三相電壓型PWM逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖1 三相電壓型PWM逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

電網(wǎng)側(cè)電動勢為三相平穩(wěn)對稱的純正弦波電動勢，根據(jù)基爾霍夫電壓定律建立三相靜止坐標(biāo)系下的三相電壓型PWM逆變器數(shù)學(xué)模型：

(1)

式中：R——功率開關(guān)管損耗等效電阻與交流濾波電感等效電阻之和；

ia、ib、ic——網(wǎng)側(cè)三相電流；

L——網(wǎng)側(cè)濾波電感；

ea、eb、ec——網(wǎng)側(cè)三相電壓。

三相靜止對稱坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型交流側(cè)均為時變交流量，不利于控制系統(tǒng)設(shè)計，故可將其通過坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)換為以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉(zhuǎn)的d、q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，將基波正弦變量轉(zhuǎn)換為直流變量，簡化控制系統(tǒng)設(shè)計難度，實現(xiàn)無靜差控制。

(2)

2 電壓電流雙閉環(huán)控制策略

2.1 電流內(nèi)環(huán)控制策略

根據(jù)d、q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下三相電壓型PWM逆變器的數(shù)學(xué)模型式(2)，采用前饋解耦控制策略，電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器，電流內(nèi)環(huán)控制方程如下：

(3)

由式(3)可以得到如圖2所示在同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系下的電流內(nèi)環(huán)解耦控制框圖。

圖2 同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系下電流解耦控制框圖

由于電流內(nèi)環(huán)d、q軸的對稱性，將PI控制器設(shè)計成一樣，其參數(shù)如式(4)所示:

(4)

由圖2可知，基于同步d、q坐標(biāo)系下的電流內(nèi)環(huán)解耦控制涉及電網(wǎng)側(cè)電感參數(shù)L的值。在實際情況下，電感測量值與真實值之間有誤差。受電感測量誤差的影響，系統(tǒng)解耦將不能徹底，當(dāng)同步頻率上升時，電流耦合的影響加劇，會影響到系統(tǒng)的控制性能。

文獻(xiàn)[6-8]引入合成矢量的思想，通過改造控制器零點(diǎn)的方法實現(xiàn)了電流內(nèi)環(huán)無電感參數(shù)L的解耦控制。合成矢量將雙輸入雙輸出的電流環(huán)節(jié)轉(zhuǎn)變?yōu)閱屋斎雴屋敵鲭娏髂Ｐ?，通過在靜止兩相坐標(biāo)中研究其傳遞函數(shù)，改變控制器零點(diǎn)與系統(tǒng)主極點(diǎn)，從而使其對消的方法實現(xiàn)電流的解耦控制。由于合成矢量難以在數(shù)字控制器中實現(xiàn)，故將合成矢量中的控制器設(shè)計方法轉(zhuǎn)換為同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系下，即可得到本文提出的無電感參數(shù)L的電流內(nèi)環(huán)解耦控制策略。

設(shè)在靜止兩相α、β坐標(biāo)系或同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系下的兩個分量分別為fa和fb，則定義合成矢量為

fab=fa-jfb

(5)

由式(1)中靜止三相坐標(biāo)系下三相電壓型PWM逆變器的數(shù)學(xué)模型，可推導(dǎo)出三相電壓型PWM逆變器在靜止兩相α、β坐標(biāo)系下基于合成矢量的數(shù)學(xué)模型：

(6)

將式(6)轉(zhuǎn)換到同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系下時，微分算子d/dt用微分算子d/dt+jw來代替，即可得到三相電壓型PWM逆變器在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下基于合成矢量的數(shù)學(xué)模型：

(7)

式(7)在s域中的表達(dá)式如式(8)所示：

(8)

在同步坐標(biāo)系中，電流調(diào)節(jié)器采用PI控制，不加解耦項時，基于合成矢量，電流控制系統(tǒng)在α、β靜止坐標(biāo)系中的開環(huán)傳遞函數(shù)如式(9)所示：

(9)

傳統(tǒng)雙閉環(huán)電流前饋解耦控制通過電流狀態(tài)的反饋補(bǔ)償改造系統(tǒng)的主極點(diǎn)，使系統(tǒng)的主極點(diǎn)與控制器零點(diǎn)相消，從而使閉環(huán)控制系統(tǒng)的主導(dǎo)極點(diǎn)不受物理條件影響，此時改造的是系統(tǒng)的主極點(diǎn)，控制器的零點(diǎn)不變。根據(jù)此理論，也可改造控制器的零點(diǎn)，保持系統(tǒng)的主極點(diǎn)不變，使得控制器的零點(diǎn)和系統(tǒng)的主極點(diǎn)對消，同樣可以得到所需要的控制效果，也即本文無電感參數(shù)電流內(nèi)環(huán)控制策略的基本思路。

根據(jù)式(8)可得在同步坐標(biāo)系中系統(tǒng)的主極點(diǎn)為-R/L-jw。為了與系統(tǒng)的主極點(diǎn)對消，必須改造控制器，構(gòu)造控制器的零點(diǎn)為-ki/kp-jw，此時，只需要保證設(shè)計控制器參數(shù)時，使得ki/kp=R/L就能獲得所需要的控制效果。采用上述方案時系統(tǒng)的控制框圖如圖3所示。

圖3 基于合成矢量的電流解耦控制框圖

此時，基于圖3所得在靜止兩相α、β坐標(biāo)系下的開環(huán)傳遞函數(shù)為

(10)

根據(jù)圖3可將PI控制器設(shè)計為

(11)

因此可得

(12)

由式(5)對合成矢量的定義，可得

(13)

結(jié)合式(11)～式(13)可得

(14)

整理可得

(15)

圖4 同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系下的無電感參數(shù)L解耦控制框圖

2.2 電壓外環(huán)控制策略

三相電壓型PWM逆變器控制框圖如圖5所示。

圖5 三相電壓型PWM逆變器控制框圖

3 無電感參數(shù)三相電壓型PWM逆變器控制策略仿真

為了驗證三相電壓型PWM逆變器無電感參數(shù)的電流內(nèi)環(huán)解耦、恒定電壓外環(huán)控制策略的正確性和可行性，本文通過MALTAB/Simulink搭建了模型進(jìn)行仿真。表1為三相電壓型PWM逆變器仿真的參數(shù)。

表1 三相電壓型PWM逆變器的相關(guān)參數(shù)

根據(jù)電壓外環(huán)的控制策略可知，仿真是模擬在單位功率因數(shù)逆變情況下，對比采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制與本文所提控制策略的仿真結(jié)果，來驗證無電感參數(shù)控制策略的可行性。

圖6、圖7分別為逆變器并網(wǎng)時采用傳統(tǒng)的電壓電流雙閉環(huán)控制策略所得的a相電壓電流波形及系統(tǒng)有功、無功功率波形。

圖6 基于雙閉環(huán)控制策略a相電壓電流波形

圖7 基于雙閉環(huán)控制策略系統(tǒng)功率波形

圖8、圖9分別為逆變器并網(wǎng)時采用無電感參數(shù)L電流解耦控制的a相電壓電流波形及系統(tǒng)有功、無功功率波形。

圖8 基于無電感參數(shù)控制策略a相電壓電流波形

圖9 基于無電感參數(shù)控制策略系統(tǒng)功率波形

圖10、圖11分別為逆變器不并網(wǎng)直接與電負(fù)載相連時，采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制時三相電壓波形及系統(tǒng)有功、無功功率波形。

圖12、圖13分別為逆變器不并網(wǎng)直接與負(fù)載相連時，采用無電感參數(shù)L控制策略時三相電壓波形及系統(tǒng)有功、無功功率波形。

根據(jù)仿真結(jié)果可得，本文提出的控制策略在逆變器并網(wǎng)及不并網(wǎng)運(yùn)行時都能獲得很好的控制性能，驗證了無電感參數(shù)的電流內(nèi)環(huán)解耦的正確性和可行性。

圖10 基于雙閉環(huán)控制策略三相電壓波形

圖11 基于雙閉環(huán)控制策略系統(tǒng)功率波形

圖12 基于無電感參數(shù)控制策略的三相電壓波形

圖13 基于無電感參數(shù)控制策略系統(tǒng)功率波形

4 結(jié) 語

本文對三相電壓型PWM逆變器的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行了詳細(xì)分析，基于合成矢量的理論，提出了基于同步旋轉(zhuǎn)d、q坐標(biāo)系下，無電感參數(shù)L電流內(nèi)環(huán)解耦的控制策略。該控制策略消除了電感參數(shù)測量誤差對系統(tǒng)控制性能的影響。仿真結(jié)果驗證了采用電壓外環(huán)、無電感參數(shù)L電流內(nèi)環(huán)解耦控制策略的正確性和有效性。

[1] 張興,張崇巍.PWM整流器及其控制[M].北京： 機(jī)械工業(yè)出版社，2012.

[2] 鄧醉杰,王輝,徐鋒,等.三相電壓型PWM逆變器雙閉環(huán)控制策略研究[J].防爆電機(jī)，2007，42(1)： 11-14.

[3] 王永杰,陳偉華.基于電流滯環(huán)跟蹤型PWM逆變器的異步電動機(jī)間接矢量控制[J].電機(jī)與控制應(yīng)用,2013,40(3)： 20-23.

[4] 支寶威，張曉東.三相電壓型PWM整流器雙閉環(huán)系統(tǒng)校正方法[J].電機(jī)與控制應(yīng)用,2009,36(10)： 42- 45.

[5] 代同振,王明渝,吳喜紅,等.基于矢量控制的雙PWM調(diào)速系統(tǒng)仿真分析[J].電機(jī)與控制應(yīng)用,2010,37(4)： 49-53.

[6] 陳耀平，鐘炎平.基于合成矢量的電壓型PWM整流器電流控制研究[J].中國電機(jī)工程學(xué)報,2006,26(2)： 143-148.

[7] BRIZ F, DEGNER M W, LORENZ R D. Analysis and design of current regulators using complex vector[J]. IEEE Transactions on Industrial Applications, 2000,36(3)： 817-825.

[8] 王恩德,黃聲華.三相電壓型PWM整流的新型雙閉環(huán)控制策略[J].中國電機(jī)工程學(xué)報,2012,32(15)： 24-30.

[9] 汪萬偉,尹華杰,管霖.雙閉環(huán)矢量控制的電壓型PWM整流器參數(shù)整定[J].電工技術(shù)學(xué)報,2010,25(2)： 69-72.

[10] 魯鴻毅,應(yīng)鑫龍,何奔騰.微型電網(wǎng)聯(lián)網(wǎng)和孤島運(yùn)行控制方式初探[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制,2009,11(37)： 28-31.

Research on Non-Inductive Parameter Control Strategy of Three-Phase Voltage-Sourced PWM Inverter

DENGZequan1,WANGZhixin1,LUBinfeng2,SHILi3

(1. Department of Electrical Engineering, Shanghai Jiaotong University, Shanghai 200240, China;2. Jiaxing Renewable Power Electrical Co., Ltd., Jiaxing 314031, China;3. Shanghai Najie Complete Electric Co., Ltd., Shanghai 201111, China)

Three-phase voltage-sourced PWM inverter achieves better control performance by using the double closed loop control strategy, which is based on current feed-forward decoupling control strategy. When the measured value of the inductor is wrong, the system can’t be completely decoupled. A new double closed loop control strategy was put forward, which was composed of decoupling current controller without exact value of the inductor. The suitable control strategy of three-phase voltage-sourced PWM inverter was attained in MATLAB/Simulink simulation.

non-inductive parameter; three-phase voltage-sourced PWM inverter; simulation

國家863計劃(2014AA052005);國家自然科學(xué)基金(51377105)；上海市閔行區(qū)產(chǎn)學(xué)研合作計劃(2014MH103)；嘉興市科技計劃(2014BZ15002)

鄧澤權(quán)

TM 464

A

1673-6540(2015)05-0001-05

2015-01-23