丘小輝 盧文成 毛行奎

（福州大學電氣工程與自動化學院，福州 350108）

在射頻領(lǐng)域里，超高頻的功率放大器占據(jù)著重要地位。相比傳統(tǒng)的線性功率放大器，E 類放大電路結(jié)構(gòu)簡單，開關(guān)管工作在開關(guān)狀態(tài)，工作效率高，因此廣泛用于無線電能傳輸領(lǐng)域。

文獻[1-2]的計算公式可讓E 類放大電路工作在高效狀態(tài)。國內(nèi)外研究人員對E 類放大電路的設計做了很多研究，比如文獻[3]基于富式分解和高Q假設來推導方程，計算出效率為100%的一組最佳參數(shù)，還能適應電路參數(shù)的變化；文獻[4]的推導過程利用了振蕩理論的解析法，簡化了計算公式。

本文闡述了E 類放大電路的工作過程，設計過程簡潔、直觀、易懂，能較準確的確定并聯(lián)諧振電容C1的值；推導和仿真過程中發(fā)現(xiàn)C1存在值域，超出這值域電路均不能實現(xiàn)ZVS（零電壓開通），還使開關(guān)管的電壓應力變大、出現(xiàn)電流尖峰及開通損耗不為0。首先用不同的C1值來仿真驗證理論參數(shù)，分析各自對電路的影響，進一步了解電路的工作過程，最后仿真和實驗驗證C1為最大諧振電容下得到的參數(shù)，誤差在一定范圍內(nèi)可以接受。

1 工作原理

本文推導的公式是基于以下幾個假設：

1）開關(guān)管是理想的，即導通電阻為0，開關(guān)過程瞬間完成。

2）諧振電路的品質(zhì)因數(shù)Q足夠大，使負載電流只含基波正弦分量。

3）射頻扼流圈Lr足夠大，且忽略內(nèi)阻，使輸入電流的紋波很小。

4）驅(qū)動信號的占空比為0.5。

5）C1為線性電容，其電容值不隨Vc1改變。

E 類放大電路的基本原理如圖1所示，其中VDD是外加直流電壓；Lr是射頻扼流圈且足夠大，其作用是使IDD為恒值；C1是外加的并聯(lián)諧振電容，調(diào)節(jié)使電路工作在理想ZVS 狀態(tài)，以提高工作效率；Vg是方波驅(qū)動信號；T 是理想開關(guān)管；Lp、Rp和Cp構(gòu)成輸出諧振電路；Rp是負載電阻。

圖1 E 類放大電路原理圖

圖2是C1兩端的電壓Vc1和輸出電流i0隨Vg的變化。諧振電路的品質(zhì)因數(shù)足夠大，則輸出電流i0(θ)可假設為

上述φ是i0(θ)的初相角。

圖2 E 類放大電路的關(guān)鍵波形

諧振電路的品質(zhì)因數(shù)Q為

穩(wěn)態(tài)工作下，一個完整的開關(guān)周期包括4 個工作過程[5]：

（1）θ=0，T從導通變?yōu)殛P(guān)斷，C1使T實現(xiàn)軟關(guān)斷，同時C1開始充電。

（2）0＜θ＜π，T處于斷態(tài)，C1與Lp、Rp和Cp并聯(lián)諧振，C1先充電再放電，將能量輸送到負載側(cè)，因此流過C1的電流：

C1兩端的電壓：

（3）當θ=π時，T從關(guān)斷變?yōu)閷ǎ瑸闇p小開通損耗，電路要滿足ZVS 條件：圖2所示Vc1(θ0)=0，即

（4）當π＜θ ＜2π時，T處于通態(tài)，因電感Lr伏秒積平衡，且忽略其內(nèi)阻，因此Lr兩端的平均電壓為0，得到

輸出諧振電路的阻抗為

上述公式中Xp＞0，即諧振電路成感性，文獻[4]提到，Xp用于校正輸出電壓的相位，以達到最佳狀態(tài)。

Zp兩端的電壓：

因Vc1(θ)是周期函數(shù)，可在(θ+φ1)處進行傅里葉分解，得到的基波分量等于Vp(θ)，即

可知

由文獻[4]得到

假設Lp、Cp、Rp、?、VDD為已知量。當θ0=π，從圖2可知電路處于臨界ZVS 狀態(tài)。由式（5）至式（7）、式（14），利用Mathcad 軟件的迭代解方程辦法求出4 個未知量φ、Im、IDD、C1，此時C1定義為最大諧振電容。

本文進一步分析了出錯的數(shù)據(jù)幀中，幀內(nèi)字節(jié)出錯的比例以及出錯位置.圖3是40MHz帶寬時數(shù)據(jù)幀內(nèi)字節(jié)出錯比例的均值和方差.可以看到對不同的FA長度，所有MCS 的幀內(nèi)字節(jié)出錯比例平均值在10%以下，只有MCS12在FA為32時稍高一點，不到11%.方差大部分在1左右，最大不過4.5.帶寬20MHz的結(jié)果和此一致.這說明幀內(nèi)出錯的字節(jié)數(shù)很少，采用FEC編碼糾錯是可行的，而且會比較高效.

C1減小會導致θ0＜π，繼續(xù)減小到出現(xiàn)i0＜IDD時，電路對C1再次充電，使其兩端電壓不為0，此時開關(guān)管導通，不能實現(xiàn)ZVS。當C1為某個值的時候，使得θ=π的時刻滿足條件：

電路恰好處于ZVS 狀態(tài)，這個C1就定義為最小諧振電容。由式（5）至式（7）、式（14）、式（17），利用Mathcad 軟件的迭代解方程辦法求出5 個未知量φ、Im、IDD、θ0、C1（最小諧振電容）。

2 仿真驗證

取電路的 saber 仿真參數(shù)為：Lp=4.7μH，Lr=100μH，Cp=378pF，Rp=7.1Ω，?=4MHz，VDD=25V。

2.1 C1=1400pF 的仿真驗證

當C1=1400pF（大于最大諧振電容）時，得到saber 仿真結(jié)果如圖3所示，其中iT是iT1的細部波形。開關(guān)管在開通時刻出現(xiàn)很大的電流尖峰，同時Vc1在開通時刻不為0，即不能實現(xiàn)ZVS，導致開通損耗不為0，工作效率降低。

圖3 C1=1400pF 的仿真波形

2.2 C1=1100pF 的仿真驗證

當θ0= π時，計算出電路參數(shù)為：φ=-0.929rad，Im=2.71A，IDD=1.032A，C1=1100pF（最大諧振電容），仿真波形如圖4所示。

仿真參數(shù)為：θ0≈π，φ=-0.93rad，Im=2.72A，IDD=1.05A，與理論值基本符合，從圖4可知電路處于臨界ZVS。開關(guān)管處于斷態(tài)期間，因i0＜IDD，則C1開始充電，Vc1上升，直到i0=IDD時，Vc1達到最大值；此后i0＞IDD，C1開始放電，Vc1減小，最終Vc1下降為0，開關(guān)管在此刻開通。

圖4 C1=1100pF 的仿真波形

2.3 C1=410pF 的仿真驗證

C1為最小諧振電容時，求出電路參數(shù)為：θ0=2rad，φ=-0.46rad，Im=3.08A，IDD=1.35A，C1=410pF，仿真波形如圖5所示。

圖5 C1=410pF 的仿真波形

仿真參數(shù)為：θ0=1.88rad，φ=-0.5rad，Im=3.04A，IDD=1.37A，與理論值基本符合。與圖4相比，雖然也能實現(xiàn)ZVS，但Vc1的峰值變大，導致開關(guān)管的電壓應力要求變高。

2.4 C1=200pF 的仿真驗證

C1小于最小諧振電容時，因Vc1波形畸變，諧波含量大，導致輸出電流的正弦度較差，因此仿真參數(shù)與理論值的誤差較大。當C1=200pF 時，由式（5）至式（7）、式（14）求出電路參數(shù)為：θ0=1.536rad，φ=-0.24rad，Im=3.21A，IDD=1.46A，仿真波形如圖6所示。

仿真參數(shù)為：θ0≈1.43rad，φ=-0.3rad，Im=3.05A，IDD=1.41A，與理論值的誤差較大。具體分析過程與圖4類似，這里不再贅述，不同的是：開關(guān)管開通前i0＜IDD，使C1再次充電，無法實現(xiàn)ZVS，因此開通損耗不為0；開通時刻Vc1瞬間降為零，使開關(guān)管出現(xiàn)很大的電流尖峰（圖6iT1所示）。

綜上所述，C1實際選擇最大諧振電容。

圖6 C1=200pF 的仿真波形

3 實驗驗證

C1選擇最大諧振電容，開關(guān)管選擇IRF510，考慮Lp的內(nèi)阻，將其歸算到負載電阻，則Rp=7.865Ω，高Q電容Cp=378.7pF，θ0=π，重新求出參數(shù)：φ=-0.87rad，Im=2.609A，IDD=1.071A，C1=1000pF。因IRF510 有100pF 左右的寄生輸出電容，實際外加的C1為900pF，仿真波形如圖7所示。

圖7 C1=1000pF 的實際仿真波形

仿真參數(shù)為：θ0≈π，φ=-1rad，Im=2.51A，IDD=1.06A，因IRF510 不是理想開關(guān)管，工作效率不為100%，因此Im和IDD的仿真參數(shù)與理論值相比偏小。此時電路處于臨界ZVS（如圖7所示）。

實驗波形如圖8所示。

實驗參數(shù)為：θ0≈π，φ=-1.1rad，Im=2.4A，IDD=0.96A，圖8所示電路處于臨界ZVS。因Lr、C1、Cp都含有內(nèi)阻，所以Im和IDD的實驗參數(shù)與仿真值相比偏小。實驗參數(shù)與理論值相比較，在一定誤差范圍內(nèi)可以接受。

圖8 C1=1000pF 的實驗波形

圖9是實驗部分的實物圖，電路各部分如圖所標示。

圖9 實驗部分的實物圖

4 結(jié)論

本文推導過程易于理解，能較準確的算出實際需要的C1值（最大諧振電容），得到的理論參數(shù)經(jīng)仿真和實驗驗證，其誤差在一定范圍能接受。通過不同C1值的仿真波形，分析各自對電路的影響，對器件的選型也有一定的幫助，得到的仿真參數(shù)和理論值一致，也為E 類放大電路的參數(shù)設計提供參考。本文的貢獻之處：①發(fā)現(xiàn)C1存在值域，超出這值域電路均不能實現(xiàn)ZVS，還會引起其他問題；②推導過程是基于傅式分解和高Q假設，使設計過程更簡潔。

[1] Sokal NO,Sokal AD.Class E-A new class of High-Efficiency tuned Single-Ended switching power amplifiers[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits,1975,10(3): 168-176.

[2] 高葆新，梁春廣．高效率E 類放大器[J]．半導體技術(shù)，2001，26（8）：44-48．

[3] Raab FH.Idealized operation of the Class E Turned power Amplifier[J].IEEE Transactions on Circuits and System,1977,24(12): 725-735.

[4] 丘水生，馮秉銓．E 類放大器的分析與設計[J]．華南工學院學報，1981，9（1）：49-62．

[5] 沈錦飛，惠晶，吳雷．E 類高頻諧振式DC/AC 變換器[J]．電力電子技術(shù)，2002，36（1）：4-6.