王莉娜，郝強(qiáng)

（北京航空航天大學(xué)自動(dòng)化科學(xué)與電氣工程學(xué)院，北京 100191）

基于高頻方波信號(hào)注入的PMSM無(wú)傳感器低速運(yùn)行研究

王莉娜，郝強(qiáng)

（北京航空航天大學(xué)自動(dòng)化科學(xué)與電氣工程學(xué)院，北京 100191）

目前，永磁同步電機(jī)（PMSM）無(wú)位置傳感器運(yùn)行研究受到廣泛關(guān)注。采用一種基于高頻方波信號(hào)注入的方法實(shí)現(xiàn)PMSM無(wú)位置傳感器啟動(dòng)以及低速運(yùn)行。首先詳細(xì)分析了高頻方波信號(hào)注入檢測(cè)原理，然后對(duì)注入的高頻方波信號(hào)以及電流采樣模式進(jìn)行了改進(jìn)。向估計(jì)的兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系注入高頻方波電壓信號(hào)，根據(jù)檢測(cè)到的定子電流并結(jié)合注入的電壓信號(hào)即可獲得轉(zhuǎn)子位置，并且利用電機(jī)的磁路飽和特性，實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)子初始位置檢測(cè)。所提出的改進(jìn)方法不依賴(lài)于準(zhǔn)確的電機(jī)參數(shù)，信號(hào)處理過(guò)程簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)。仿真結(jié)果驗(yàn)證了該方法的正確性。

永磁同步電機(jī)；無(wú)傳感器控制；高頻方波注入；Luenberger觀測(cè)器

1 引言

與傳統(tǒng)的PMSM控制策略相比，無(wú)位置傳感器控制減少了機(jī)械式位置速度傳感器，更能滿(mǎn)足高可靠性、低成本以及高溫高濕等惡劣環(huán)境運(yùn)行等特殊要求［1］，具有良好的發(fā)展前景，因而已經(jīng)成為電機(jī)控制研究領(lǐng)域熱點(diǎn)之一。

目前，PMSM無(wú)速度傳感器低速運(yùn)行控制算法主要是基于高頻信號(hào)注入檢測(cè)法［2］。該方法不依賴(lài)于電機(jī)參數(shù)，適合于電機(jī)無(wú)速度傳感器低速運(yùn)行。傳統(tǒng)的高頻信號(hào)注入法，向電機(jī)定子繞組中注入高頻正弦信號(hào)，通過(guò)檢測(cè)定子電流中的高頻信號(hào)成分獲取轉(zhuǎn)子位置信息［3］。這種方法信號(hào)處理過(guò)程復(fù)雜，對(duì)硬件電路要求較高，并且需要使用濾波器，會(huì)帶來(lái)時(shí)間延遲和幅值畸變，工程實(shí)現(xiàn)復(fù)雜。

為了解決這一問(wèn)題，文獻(xiàn)［4］提出了用高頻方波信號(hào)代替高頻正弦信號(hào)注入到電機(jī)中，并給出了幾種可以注入的方波類(lèi)型。這種注入方法無(wú)需對(duì)高頻電流響應(yīng)進(jìn)行解調(diào)和濾波，很大程度上簡(jiǎn)化了信號(hào)處理過(guò)程。文獻(xiàn)［5］在文獻(xiàn)［4］基礎(chǔ)上，提出采樣電流平均化處理方法，一定程度上改善了定子電流突變時(shí)轉(zhuǎn)子位置估計(jì)誤差較大的情況。但是以上文獻(xiàn)在1個(gè)注入信號(hào)周期內(nèi)只進(jìn)行2次電流采樣，當(dāng)電機(jī)運(yùn)行于轉(zhuǎn)速階躍以及負(fù)載階躍變化等動(dòng)態(tài)過(guò)程時(shí)電流變化較快，導(dǎo)致轉(zhuǎn)子位置觀測(cè)滯后，觀測(cè)誤差較大，影響電機(jī)運(yùn)行的動(dòng)態(tài)性能。

基于以上分析，本文改進(jìn)注入的高頻方波信號(hào)以及定子電流采樣模式，提出一種新的注入、檢測(cè)方法，有效提高了轉(zhuǎn)子位置觀測(cè)速度和精度；針對(duì)內(nèi)置式PMSM采用最大轉(zhuǎn)矩電流控制方式以獲得最佳控制效果；并且通過(guò)該方法獲得轉(zhuǎn)子初始位置，以實(shí)現(xiàn)PMSM無(wú)傳感器啟動(dòng)。最后在Matlab軟件提供的Simulink環(huán)境下搭建仿真模型，仿真結(jié)果驗(yàn)證了該算法的正確性和有效性。

2 高頻方波信號(hào)注入原理

PMSM在兩相旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系下的電壓方程為

式中：ud，uq分別為d，q軸電壓；id，iq分別為d，q軸電流；Rs為定子電阻；Ld，Lq分別為電機(jī)d，q軸電感；Ψf為永磁磁鏈；ωe為電機(jī)運(yùn)行電角速度。

當(dāng)注入電壓信號(hào)頻率遠(yuǎn)高于電機(jī)運(yùn)行基波頻率時(shí)，忽略該高頻注入信號(hào)引起的定子電阻壓降、旋轉(zhuǎn)電壓及反電勢(shì)［6］，式（1）在高頻段時(shí)可簡(jiǎn)化為

向以估計(jì)轉(zhuǎn)速旋轉(zhuǎn)的d′-q′坐標(biāo)系中注入高頻電壓引起的定子高頻電流響應(yīng)：

將d-q坐標(biāo)系下的各量變換到兩相靜止α-β坐標(biāo)系：

圖1 注入的高頻方波信號(hào)Fig.1 The high frequency square wave injected

當(dāng)估計(jì)轉(zhuǎn)子位置誤差收斂到足夠小時(shí)，即Δθ≈0，代入式（3）、式（4）可得：

將式（5）離散化，設(shè)采樣周期為T(mén)，且2次采樣iα，iβ的差值分別為Δiα，Δiβ：

即電機(jī)轉(zhuǎn)子位置信息可以根據(jù)Δiα和Δiβ獲取：

3 改進(jìn)的高頻方波信號(hào)注入法

在第2節(jié)分析的傳統(tǒng)高頻方波信號(hào)注入法基礎(chǔ)上，本文改進(jìn)了注入信號(hào)及電流采樣模式，提高注入信號(hào)頻率和電流采樣頻率。改進(jìn)的注入高頻方波信號(hào)及電流采樣模式如圖2所示。

圖2 改進(jìn)的注入高頻方波信號(hào)Fig.2 Improved high frequency square wave injected

在第k個(gè)采樣時(shí)刻，定子電流增量由k時(shí)刻采樣值與第k-2時(shí)刻采樣值做差得到。

由以上式（8）~式（11）得到的定子電流增量Δiα及Δiβ，再根據(jù)式（7）即可計(jì)算得出每個(gè)采樣時(shí)刻的轉(zhuǎn)子位置計(jì)算值。

相比于傳統(tǒng)高頻方波信號(hào)注入法在1個(gè)注入周期內(nèi)只能計(jì)算得到2個(gè)轉(zhuǎn)子位置值，本文提出的改進(jìn)方法能夠在1個(gè)注入周期內(nèi)獲得4個(gè)轉(zhuǎn)角計(jì)算值，加快了轉(zhuǎn)子位置觀測(cè)速度，能夠更好地適應(yīng)電機(jī)轉(zhuǎn)速階躍變化等動(dòng)態(tài)過(guò)程中的轉(zhuǎn)子位置估計(jì)。

由于電流采樣存在一定誤差和延時(shí)，直接由式（7）計(jì)算得到的轉(zhuǎn)子位置波動(dòng)較為劇烈，誤差較大。故本文采用Luenberger觀測(cè)器［7］對(duì)求反正切獲得的轉(zhuǎn)子位置θ進(jìn)行觀測(cè)，以得到平穩(wěn)的轉(zhuǎn)角估計(jì)值θ＾和轉(zhuǎn)速估計(jì)值。

改進(jìn)的高頻方波信號(hào)注入法獲取轉(zhuǎn)子位置速度信息的基本流程如圖3所示。

圖3 高頻方波信號(hào)注入法基本流程Fig.3 The flow chart of high frequency square wave injection method

4 轉(zhuǎn)子初始位置檢測(cè)

要實(shí)現(xiàn)PMSM無(wú)位置傳感器控制，首先需要在無(wú)位置傳感器的條件下獲得較為準(zhǔn)確的轉(zhuǎn)子初始位置，以實(shí)現(xiàn)電機(jī)無(wú)位置傳感器順利啟動(dòng)。本文同樣采取高頻方波信號(hào)注入的方法，分兩步在電機(jī)啟動(dòng)前進(jìn)行轉(zhuǎn)子初始位置辨識(shí)。首先，令控制給定信號(hào)ud=uq=0，以保證電機(jī)不運(yùn)轉(zhuǎn)，在此基礎(chǔ)上向估計(jì)的d′軸注入高頻方波信號(hào)，將觀測(cè)器得到的轉(zhuǎn)角觀測(cè)值反饋至Clarke-Park變換，形成閉環(huán)調(diào)節(jié)使得式（3）中Δθ=0，即可得到轉(zhuǎn)子初始角預(yù)估值θinit0，其過(guò)程如圖4所示。由于內(nèi)置式PMSM的凸極性是180°（電角度）對(duì)稱(chēng)的［8］，該θinit0可能是轉(zhuǎn)子的N極與靜止坐標(biāo)系α軸的夾角，也可能是轉(zhuǎn)子的S極與α軸的夾角，還需要進(jìn)行轉(zhuǎn)子極性的判斷，此時(shí)可以利用電機(jī)的磁路飽和特性［9］，向預(yù)估的θinit0方向的d軸依次注入幅值為V0和-V0的電壓脈沖（V0的選擇應(yīng)該在電機(jī)定子電流不超過(guò)額定值前提下盡量增大，以提高檢測(cè)精度），這會(huì)引起定子繞組RL電路的零狀態(tài)響應(yīng)，較短時(shí)間后（零狀態(tài)響應(yīng)動(dòng)態(tài)過(guò)程未結(jié)束時(shí)）檢測(cè)d軸電流響應(yīng)幅值，設(shè)其分別為id+和id-，如圖5所示。如果id+＞id-，說(shuō)明注入V0時(shí)Ld較小，注入電壓增加了d軸磁路飽和，此時(shí)θinit0是轉(zhuǎn)子的N極與α軸的夾角，θinit=θinit0；反之，如果id+＜id-，說(shuō)明注入V0時(shí)Ld較大，注入電壓減小了d軸磁路飽和，此時(shí)θinit0是轉(zhuǎn)子的S極與α軸的夾角，θinit=θinit0+π。即：

圖4 轉(zhuǎn)子初始角預(yù)估值判斷示意圖Fig.4 The diagram of rotor initial position estimation

圖5 轉(zhuǎn)子磁極極性判斷示意圖Fig.5 The diagram of rotor magnetic polarity judgment

5 仿真實(shí)現(xiàn)與結(jié)果分析

為了驗(yàn)證本文算法的正確性，在Matlab軟件的Simulink環(huán)境下搭建PMSM無(wú)位置傳感器控制運(yùn)行模型，仿真所用電機(jī)參數(shù)為：定子電阻0.331Ω，d軸電感2.1 mH，q軸電感4.1 mH，永磁磁鏈0.353 7 Wb，轉(zhuǎn)動(dòng)慣量0.025 2 kg·m2，極對(duì)數(shù)4。

基于以上電機(jī)參數(shù)，本文在電機(jī)正常運(yùn)行時(shí)注入高頻方波信號(hào)頻率為10 kHz，幅值20 V，電流采樣頻率為40 kHz。

5.1 轉(zhuǎn)速階躍仿真結(jié)果

空載條件下，給定500 r/min啟動(dòng)電機(jī)，并于0.5 s將轉(zhuǎn)速給定由500 r/min階躍到-500 r/min，圖6為觀測(cè)轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速曲線；圖7為電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩；圖8為傳統(tǒng)方波信號(hào)注入法（詳見(jiàn)第2節(jié)）與本文改進(jìn)的方波信號(hào)注入法觀測(cè)到的轉(zhuǎn)角誤差；圖9為以上兩種方法觀測(cè)的轉(zhuǎn)速誤差。由圖6和圖7可知，在轉(zhuǎn)速給定階躍瞬間觀測(cè)轉(zhuǎn)角轉(zhuǎn)速誤差較大，但隨后迅速減小，給定轉(zhuǎn)速階躍0.1 s后觀測(cè)轉(zhuǎn)角轉(zhuǎn)速以及電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩進(jìn)入穩(wěn)定，采用無(wú)位置傳感器控制算法能夠準(zhǔn)確跟蹤給定轉(zhuǎn)速，實(shí)現(xiàn)電機(jī)正常運(yùn)行，超調(diào)量小，動(dòng)態(tài)效果較好。由圖8可以看出，當(dāng)電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，采用改進(jìn)的方波信號(hào)注入法觀測(cè)轉(zhuǎn)角與實(shí)際轉(zhuǎn)角誤差在0.03 rad左右，明顯小于采用傳統(tǒng)的方波信號(hào)注入法時(shí)的0.06 rad；由圖9可知，當(dāng)電機(jī)處于轉(zhuǎn)速階躍等動(dòng)態(tài)響應(yīng)過(guò)程時(shí)，改進(jìn)方波信號(hào)注入法得到的觀測(cè)轉(zhuǎn)速最大誤差值比傳統(tǒng)的方波信號(hào)注入法小20 r/min左右，說(shuō)明本文改進(jìn)的方法能夠更好地適應(yīng)電機(jī)的快速響應(yīng)需求。

圖6 轉(zhuǎn)速階躍時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)速和實(shí)際轉(zhuǎn)速Fig.6 Observed speed and actual speed at step reference speed

圖7 轉(zhuǎn)速階躍時(shí)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩Fig.7 Output electric torque at step reference speed

圖8 轉(zhuǎn)速階躍時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)角與實(shí)際轉(zhuǎn)角誤差Fig.8 Observed error of rotor position at step reference speed

圖9 轉(zhuǎn)速階躍時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速誤差Fig.9 Observed error of rotor speed at step reference speed

5.2 負(fù)載階躍仿真結(jié)果

電機(jī)給定轉(zhuǎn)速300 r/min，于0.2 s由空載突加15 N·m負(fù)載，0.6 s再次減為空載。圖10為傳統(tǒng)方波注入法觀測(cè)轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速曲線，加減載瞬間電機(jī)轉(zhuǎn)速波動(dòng)40 r/min左右。圖11為采用改進(jìn)的方波注入法得到觀測(cè)轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速曲線，加減載瞬間電機(jī)轉(zhuǎn)速波動(dòng)小于30 r/min，可知改進(jìn)的注入觀測(cè)方法有效地提高了電機(jī)無(wú)位置傳感器運(yùn)行時(shí)的抗負(fù)載擾動(dòng)能力。圖12為電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩，能夠穩(wěn)定跟蹤負(fù)載給定，實(shí)現(xiàn)電機(jī)正常運(yùn)行。圖13為兩種方法在負(fù)載階躍過(guò)程中觀測(cè)轉(zhuǎn)角與電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)角誤差，相比于傳統(tǒng)方波注入法，改進(jìn)的方波注入法在穩(wěn)動(dòng)態(tài)過(guò)程中觀測(cè)轉(zhuǎn)角誤差值均有明顯減小。圖14為兩種方法在負(fù)載階躍過(guò)程中觀測(cè)轉(zhuǎn)速與電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)速差值，可以看出，動(dòng)態(tài)過(guò)程時(shí)改進(jìn)的方波注入法觀測(cè)轉(zhuǎn)速最大誤差比傳統(tǒng)的方波注入法小15 r/min左右。以上仿真結(jié)果及分析說(shuō)明電機(jī)采用無(wú)傳感器控制時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)加減載正常運(yùn)行，加減載引起的動(dòng)態(tài)響應(yīng)過(guò)程較快，系統(tǒng)抗負(fù)載擾動(dòng)能力較強(qiáng)。

圖10 傳統(tǒng)方波注入法負(fù)載階躍時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)速和實(shí)際轉(zhuǎn)速Fig.10 Traditional square-wave injection observed speed and actual speed at step load

圖11 改進(jìn)方波注入法負(fù)載階躍時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)速和實(shí)際轉(zhuǎn)速Fig.11 Improved square-wave injection observed speed and actual speed at step load

圖12 負(fù)載階躍時(shí)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩Fig.12 Output electric torque at step load

圖13 負(fù)載階躍時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)角與實(shí)際轉(zhuǎn)角誤差Fig.13 Observed error of rotor position at step load

圖14 負(fù)載階躍時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速誤差Fig.14 Observed error of rotor speed at step load

5.3 轉(zhuǎn)子初始位置檢測(cè)仿真結(jié)果

由于Matlab軟件中自帶的PMSM模型未考慮磁路飽和，無(wú)法完成磁極極性判斷的仿真。故本節(jié)根據(jù)仿真所用電機(jī)中的參數(shù)自行搭建了考慮磁路飽和的PMSM模型［10］，其中d軸電感變化范圍為1~3 mH，q軸電感變化范圍為2~6 mH。進(jìn)行轉(zhuǎn)子初始位置預(yù)估值檢測(cè)時(shí)，向估計(jì)的d′軸注入幅值為±5 V，頻率為10 kHz的方波電壓信號(hào)，持續(xù)0.3 s；進(jìn)行轉(zhuǎn)子極性判斷時(shí)，向d軸依次注入幅值分別為10 V和-10 V，持續(xù)時(shí)間均為0.02 s的脈沖電壓信號(hào)。

圖15為給定轉(zhuǎn)子初始角-π/3，獲得的轉(zhuǎn)子初始位置預(yù)估值波形；圖16為轉(zhuǎn)子磁極極性判斷時(shí)獲得的d軸電流波形。由圖15、圖16可知id+＞id-，故θinit=θinit0=-1.047 5rad。

圖15 給定轉(zhuǎn)子初始角為-π/3時(shí)轉(zhuǎn)子初始位置預(yù)估值Fig.15 Theestimatedrotorposition（theactualrotorpositionis-π/3）

圖16 給定轉(zhuǎn)子初始角為-π/3時(shí)轉(zhuǎn)子極性判斷Fig.16 The rotor magnetic polarity judgment（the actual rotor position is-π/3）

圖17為給定轉(zhuǎn)子初始角π/3，獲得的轉(zhuǎn)子初始位置預(yù)估值波形；圖18為轉(zhuǎn)子磁極極性判斷時(shí)獲得的d軸電流波形。由圖17、圖18可知id+＜id-，故θinit=θinit0+π=1.047 2rad。

圖17 給定轉(zhuǎn)子初始角為π/3時(shí)轉(zhuǎn)子初始位置預(yù)估值Fig.17 The estimated rotor position（the actual rotor position is π/3）

圖18 給定轉(zhuǎn)子初始角為π/3時(shí)轉(zhuǎn)子極性判斷Fig.18 The rotor magnetic polarity judgment（the actual rotor position is π/3）

圖19為給定轉(zhuǎn)子初始角0~2π（電角度）范圍內(nèi)，每隔π/6進(jìn)行一次仿真，獲得的觀測(cè)值與實(shí)際值的差值。由圖19中可以看出，觀測(cè)誤差沒(méi)有大于0.001 rad，說(shuō)明高頻方波信號(hào)注入的方法能夠有效進(jìn)行轉(zhuǎn)子初始位置檢測(cè)，并且估計(jì)精度較高，可以保證電機(jī)無(wú)傳感器順利啟動(dòng)。

圖19 0～2π范圍內(nèi)轉(zhuǎn)子初始角觀測(cè)誤差Fig.19 Observed error of rotor initial position at the range of 0～2π

6 結(jié)論

針對(duì)PMSM無(wú)位置傳感器低速運(yùn)行，本文對(duì)傳統(tǒng)的高頻方波注入信號(hào)和電流的采樣模式提出了改進(jìn)，提高注入信號(hào)頻率等于開(kāi)關(guān)頻率，并將定子電流的采樣頻率設(shè)置為注入信號(hào)頻率的4倍，有效提高了轉(zhuǎn)子位置觀測(cè)速度。仿真結(jié)果表明該方法在電機(jī)勻速運(yùn)行、轉(zhuǎn)速階躍變化、負(fù)載階躍變化時(shí)均可實(shí)現(xiàn)對(duì)電機(jī)位置轉(zhuǎn)速的有效觀測(cè)，與傳統(tǒng)的高頻方波信號(hào)注入法相比觀測(cè)誤差有明顯減??；并且該方法可以直接應(yīng)用到轉(zhuǎn)子初始位置檢測(cè)，實(shí)現(xiàn)PMSM無(wú)位置傳感器正常啟動(dòng)運(yùn)行。

［1］ 王高林，于泳，李剛，等.無(wú)傳感器內(nèi)置式永磁同步電機(jī)低速運(yùn)行轉(zhuǎn)子位置魯棒觀測(cè)器［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2012，32（15）：84-90.

［2］ 金光哲，徐殿國(guó)，高強(qiáng)，等.高頻注入電壓預(yù)估同步電機(jī)轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)方法［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2014，34（9）：1376-1383.

［3］ 王高林，楊榮峰，李剛，等.基于高頻信號(hào)注入的IPMSM無(wú)位置傳感器控制策略［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，27（11）：62-68.

［4］ Yoon Y D，Sul S K，Morimoto S，et al.High-bandwidth Sensorless Algorithm for AC Machines Based on Square-wavetype Voltage Injection［J］.Industry Applications，IEEE Transactions on，2011，47（3）：1361-1370.

［5］ Andreescu G，Schlezinger C.Enhancement Sensorless Control System for PMSM Drives Using Square-wave Signal Injection［C］//Power Electronics Electrical Drives Automation and Motion（SPEEDAM），2010 International Symposium on.IEEE，2010：1508-1511.

［6］ 劉穎，周波，馮瑛，等.永磁同步電機(jī)低速無(wú)傳感器控制及位置估計(jì)誤差補(bǔ)償［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，27（11）：38-45.

［7］ Bimal K Bose.現(xiàn)代電力電子學(xué)與交流傳動(dòng)［M］.王聰譯.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2005.

［8］ 李冉.永磁同步電機(jī)無(wú)位置傳感器運(yùn)行控制技術(shù)研究［D］.杭州：浙江大學(xué)，2012.

［9］ 萬(wàn)山明，吳芳，黃聲華.基于高頻電壓信號(hào)注入的永磁同步電機(jī)轉(zhuǎn)子初始位置估計(jì)［J］.中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2009，28（33）：82-86.

［10］ Ichikawa S，Tomita M，Doki S，et al.Sensorless Control of Synchronous Reluctance Motors Based on Extended EMF Models Considering Magnetic Saturation with Online Parameter Identification［J］.Industry Applications，IEEE Transactions on，2006，42（5）：1264-1274.

修改稿日期：2014-12-26

Research on High Frequency Square Wave Injection Method for PMSM Sensorless Low-speed Operation

WANG Li-na，HAO Qiang
（School of Automation Science and Electrical Engineering，Beijing University of Aeronautics and Astronautics，Beijing100191，China）

Nowadays，the PMSM sensorless control attracts more and more attention from many researchers.A method based on high frequency square wave injection algorithm was used in the PMSM sensorless start and low-speed operation control.The principle of square wave injection method was analyzed in detail firstly.Then an improved high frequency square wave voltage was injected into the stator of the motor in the axe directions of the estimated two-phase rotating coordinate，and the stator currents were measured to extract the rotor position information with the help of the injected signal.The proposed method was independent of motor parameters and the signal processing was simple to realize.Simulation results verify the validity of the method.

permanent magnet synchronous motor（PMSM）；sensorless control；high frequency square wave inject；Luenberger observer

TM341

A

國(guó)家自然科學(xué)基金（50807002）；電力系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（SKLD10KM05）

王莉娜（1977-），女，博士，副教授，碩士生導(dǎo)師，Email：wangln@buaa.edu.cn

2014-06-09