周敏杰，史旺旺，馮均永

（揚州大學水利與能源動力工程學院，江蘇揚州 225009）

支持新能源接入的直驅式電梯控制系統(tǒng)的研究

周敏杰，史旺旺，馮均永

（揚州大學水利與能源動力工程學院，江蘇揚州 225009）

針對傳統(tǒng)電梯僅由電網(wǎng)供電時耗能嚴重的問題，研究了支持新能源接入的電梯控制系統(tǒng)。系統(tǒng)采用了具有高功率因數(shù)、低諧波污染和能量可逆優(yōu)點的雙PWM結構。通過建立三相電壓型PWM整流器和永磁同步電動機在兩相同步旋轉dq坐標系下的數(shù)學模型后，采用了雙閉環(huán)控制策略。為了在新能源功率變化時，使系統(tǒng)具有更好的穩(wěn)定性和更快的響應特性，提出了采用基于反步法設計的非線性控制算法，提高了系統(tǒng)的控制性能。最后開發(fā)了新能源驅動的變頻調(diào)速的實驗平臺，并進行了實驗驗證，實驗結果驗證了系統(tǒng)方案設計的正確性和有效性。

直驅電梯；新能源驅動；雙脈寬調(diào)制；Lyapunov函數(shù)

1 引言

隨著經(jīng)濟的持續(xù)發(fā)展和科技水平的逐步提高，高層建筑越來越多，電梯的應用越來越普及。由于電梯的用電量遠遠高于照明等其他行業(yè)的用電量，電梯行業(yè)需要尋求新能源的支持。采用接入太陽能、風能等新能源來驅動電梯不僅大幅度提高了電梯行業(yè)的能源利用效率，有效地實現(xiàn)了電梯的節(jié)能，而且不會對環(huán)境造成污染，很好地實現(xiàn)了環(huán)保［1-3］。

常用的電梯驅動技術中，其變頻調(diào)速系統(tǒng)一般采用交-直-交型主電路拓撲結構，并且已經(jīng)采用了雙PWM控制方式，這使得變頻調(diào)速系統(tǒng)具有高功率因數(shù)、低諧波污染和能量可逆的優(yōu)勢［4-9］。整個系統(tǒng)采用雙閉環(huán)PI調(diào)節(jié)的控制策略，其中網(wǎng)側變流器分別以電網(wǎng)電流和直流電壓為內(nèi)、外環(huán)控制對象進行調(diào)節(jié)，機側變流器分別以電機電流和電動機轉速為內(nèi)、外環(huán)控制對象進行調(diào)節(jié)。但是系統(tǒng)在新能源接入時，由于新能源具有較大的波動性，容易引起直流側功率的不平衡，進而降低了直流電壓的穩(wěn)定度。針對上述問題提出在網(wǎng)側變流器外環(huán)控制中，引入網(wǎng)側變流器負載電流補償來實現(xiàn)網(wǎng)側變流器、機側變流器和新能源供電三者之間的功率快速平衡，從而實現(xiàn)直流電壓的快速響應，增加直流電壓的穩(wěn)定度。同時針對整個系統(tǒng)是一個多變量耦合的非線性系統(tǒng)，采用基于反步法的非線性方法推導出控制算法，提高了系統(tǒng)的可靠性、控制精度與抗干擾能力。

2 系統(tǒng)主電路及工作原理

整個系統(tǒng)主要由網(wǎng)側變流器、機側變流器和永磁同步電動機組成。同時為了驗證系統(tǒng)能夠支持新能源的接入，采用自主開發(fā)的光伏升壓DC/DC變換器來進行新能源接入實驗。網(wǎng)側變流器和機側變流器均采用PWM技術，雙PWM具有以下特點［10-13］：輸入電壓、電流頻率固定，波形為正弦波，可實現(xiàn)電網(wǎng)側輸入功率因數(shù)近似為1，消除諧波污染，輸出電壓、電流頻率可變，電流波形也為正弦波，可實現(xiàn)電動機的4象限運行，能量可雙向傳送，能量轉換效率高。如圖1所示，系統(tǒng)主電路由進線電抗器、網(wǎng)側功率開關管IGBT構成的全橋電路、中間直流側儲能電容器、太陽能電池板、升壓DC/DC變換器、機側功率開關管IGBT構成的半橋電路和永磁同步電動機組成。其工作原理為［14-15］：1）太陽能供電未接入，系統(tǒng)僅由電網(wǎng)供電時，若電動機處于電動狀態(tài)，則網(wǎng)側變流器工作在整流狀態(tài)，機側變流器工作在逆變狀態(tài)，能量由電網(wǎng)側流向電機側，向電動機供電；若電動機處于發(fā)電狀態(tài)，則網(wǎng)側變流器工作在逆變狀態(tài)，機側變流器工作在整流狀態(tài)，能量由電機側流向電網(wǎng)側，向電網(wǎng)回饋電能。2）太陽能供電接入時，若電動機處于電動狀態(tài)，則機側變流器工作在逆變狀態(tài)，而網(wǎng)側變流器的工作狀態(tài)要根據(jù)負載電流來判斷，負載電流由電網(wǎng)流向負載時，網(wǎng)側變流器工作在整流狀態(tài)，此時太陽能供電和電網(wǎng)一起向電動機供電，負載電流由負載流向電網(wǎng)時，網(wǎng)側變流器工作在逆變狀態(tài)，此時僅有太陽能供電向電動機供電，并將多余的電能經(jīng)網(wǎng)側變流器回饋到電網(wǎng)；若電動機處于制動發(fā)電狀態(tài)，則網(wǎng)側變流器工作在逆變狀態(tài)，機側變流器工作在整流狀態(tài)，系統(tǒng)將太陽能供電和電動機制動發(fā)出的電能回饋至電網(wǎng)。

圖1 主電路結構Fig.1 Main configuration

3 數(shù)學模型

三相電壓型PWM整流器電路結構如圖2所示。

圖2 三相電壓型PWM整流器Fig.2 Three-phase voltage-sourced PWM rectifier

圖2中，ea，eb，ec為三相對稱電源相電壓，ia，ib，ic為三相線電流，uao，ubo，uco為整流器輸入相電壓，R，L為濾波電抗器的電阻和電感，udc為直流側電容電壓，idc為直流側電流，iL為負載電流，Q1～Q6為整流器開關管。sa，sb，sc分別表示三相橋臂的開關函數(shù)，三相橋臂的上下管互補導通，si=1(i=a，b，c)表示上管導通，下管關斷；si=0表示下管導通，上管關斷。

在三相電壓型PWM整流器的控制中，為了簡化設計，一般采用空間坐標變換的思想，進行坐標變化。經(jīng)dq坐標變換后，則可得三相電壓型PWM整流器在dq坐標系下的方程為

式中：ω為電網(wǎng)基波角頻率；sd，sq為dq坐標系下的開關函數(shù)。

交流電動機的數(shù)學模型具有多變量、強耦合和非線性的特點，轉矩的控制比較困難，而電機調(diào)速系統(tǒng)的動態(tài)性能取決于對電機轉矩的控制能力?？刂频幕舅枷胧窃谌嘟涣麟妱訖C上模擬直流電動機的轉矩控制規(guī)律。對于表面貼式永磁同步電動機，可得在兩相同步旋轉dq坐標系下的方程為

式中：usd，usq為電機端電壓的dq軸分量；isd，isq為定子電流的dq軸分量；Ls為同步電感；Ψf為轉子磁鏈；ωs為電機電角速度；Es為空載電勢；Te為電磁轉矩；Np為電機極對數(shù)；Tm為負載轉矩；J為電機轉動慣量。

4 控制策略

如圖3所示，整個系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制，在電網(wǎng)側，為了穩(wěn)定直流母線電壓，取直流側電容上的電壓作為外環(huán)控制對象，對電壓誤差進行PI調(diào)節(jié)后作為在電流內(nèi)環(huán)中電流d軸分量的參考值。由于系統(tǒng)運行在單位功率因數(shù)狀態(tài)，設定電流內(nèi)環(huán)中電流q軸分量參考值為0。對電流誤差進行PI調(diào)節(jié)后，輸出相應的控制變量來控制系統(tǒng)電網(wǎng)側變流器運行在穩(wěn)定狀態(tài)，實現(xiàn)對直流電壓以及電流d，q軸分量的無靜差控制。在電機側變流器的控制中，以電動機的轉速作為外環(huán)控制對象，電流內(nèi)環(huán)的控制與電網(wǎng)側類似。

圖3 系統(tǒng)控制框圖Fig.3 System control block diagram

常規(guī)的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)在太陽能供電接入系統(tǒng)時，由于太陽能發(fā)電具有波動性，引起直流側功率的不平衡，進而影響直流電壓的穩(wěn)定度。針對上述問題，本文提出反步法設計方法，通過提高網(wǎng)側變流器負載電流的預測精度并進行補償來實現(xiàn)直流側功率快速平衡，使得直流電壓快速穩(wěn)定。如圖1所示，對變頻調(diào)速系統(tǒng)而言，任意時刻都滿足直流側電流平衡關系，即iL=iout-iin，其中iL為網(wǎng)側變流器負載電流，iout為機側變流器輸入電流，iin為光伏供電輸入電流，iL和iout方向流向電機側時取正。將電流傳感器檢測出的網(wǎng)側變流器負載電流iL補償?shù)酵猸h(huán)控制中，經(jīng)過雙閉環(huán)PI調(diào)節(jié)后，加快了系統(tǒng)的動態(tài)響應速度，實現(xiàn)了直流電壓的快速無靜差控制。

由于網(wǎng)側變流器本質上是具有多變量耦合的非線性系統(tǒng)，為了可以較好地解決大范圍穩(wěn)定性控制問題，本文采用了基于反步法的非線性控制方法，以電容、電感儲能的定量關系建立Lyapunov函數(shù)。根據(jù)反步法設計原理，基于電容儲能的公式，定義引入積分環(huán)節(jié)后的Lyapunov函數(shù)V1為

式中：KuP為電壓外環(huán)比例系數(shù)。

此時V1收斂于0，將式（1）代入式（5）化簡后可得：

為了使系統(tǒng)工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)，令iq=0，即可得：

并由電路穩(wěn)態(tài)關系可得：

將式（9）代入式（8）可得：將作為引入網(wǎng)側變流器負載電流補償后的電流d軸參考值，對其求導可得：

針對電感儲能的公式，定義引入積分環(huán)節(jié)后的Lyapunov函數(shù)V2為

式中：KiI為電流內(nèi)環(huán)積分系數(shù)。

對V2求導變形后可得：

式中：KiP為電流內(nèi)環(huán)比例系數(shù)。

此時V2收斂于0，最后可以得到如下控制變量：

由式（11）看出，電流d軸參考值的導數(shù)含有Δu分量，因此通過Lyapunov函數(shù)V2所得的控制變量sd中不僅含有Δid分量，也含有Δu分量，這使得直流電壓的穩(wěn)定度進一步提高。

圖4 控制系統(tǒng)流程圖Fig.4 Flow chart of system

整個控制系統(tǒng)的運行流程如圖4所示。控制電路一上電，系統(tǒng)開始運行，電網(wǎng)側控制開啟時，電網(wǎng)側接觸器閉合，開始給直流側電容預充電；當直流電壓達到設定值時，直流側接觸器閉合，預充電過程結束，網(wǎng)側變流器以單位功率因數(shù)狀態(tài)整流；當電機側控制開啟時，電機側接觸器閉合，待電機相位初始化完成后，機側變流器以單位功率因數(shù)狀態(tài)逆變，電動機以電動狀態(tài)運行；當光伏接觸器閉合時，光伏接入直流側進行供電；當給定電機轉速信號時，系統(tǒng)控制電動機調(diào)節(jié)轉速；同時系統(tǒng)實時調(diào)節(jié)著直流側功率平衡。

5 系統(tǒng)控制電路及輔助電路

系統(tǒng)的控制電路是以DSP控制芯片為核心的最小系統(tǒng)電路。輔助電路包括信號采集和處理電路、保護電路、驅動電路、編碼器電路等。

最小系統(tǒng)電路主要包括DSP芯片、電源電路、時鐘電路、復位電路和引導模式電路。本文采用TMS320F28335DSP作為最小系統(tǒng)的主控芯片。它能夠執(zhí)行復雜的浮點運算，可以節(jié)省代碼執(zhí)行時間和存儲空間，具有精度高，成本低，功耗小等優(yōu)點。因此，它可以簡化軟件開發(fā)，縮短開發(fā)周期，降低開發(fā)成本。

系統(tǒng)保護電路的功能包括過電壓保護、過電流保護和三相電源缺相保護［16］。過電壓保護和三相電源缺相保護是利用霍耳電壓傳感器采集電壓，與設定值相比較，超過設定電壓值，進行相應的保護動作。過流保護是把霍耳電流傳感器采集的電流信號與設定值比較，從而進行過流保護。所有保護中有任一保護動作都會使功率管鎖住，系統(tǒng)停止工作，防止系統(tǒng)在非正常工作狀態(tài)下?lián)p壞設備。

系統(tǒng)的信號采集部分是利用霍耳傳感器來采集電壓電流等信號。傳感器輸出的模擬信號經(jīng)過調(diào)理電路處理后轉換為一定范圍的電壓模擬信號，再將電壓模擬信號傳送給模數(shù)轉換芯片進行模數(shù)信號轉換，轉換輸出的數(shù)字信號被送至DSP進行處理。

系統(tǒng)的測速部分采用海德漢ER1387光電編碼器，它不僅可以檢測電機的轉速，而且能夠測定轉子相對于定子的位置以及電機的轉動方向，利用它輸出的正交編碼信號和索引信號經(jīng)過偏置、放大、比較后產(chǎn)生的高頻脈沖信號確定電機的轉向，并實時計算求得電機的角速度。

系統(tǒng)驅動IGBT部分采用經(jīng)典的光耦隔離驅動電路，整個系統(tǒng)由DSP輸出PWM控制信號，經(jīng)過光耦驅動電路放大后，通過控制IGBT的開通和關斷來進行電能的整流逆變。光耦隔離驅動電路解決了電壓隔離、功率放大等問題，使得電路設計簡單。

6 實驗結果

為了驗證提出的網(wǎng)側變流器負載電流補償?shù)目刂品椒ê突诜床椒ǖ腖yapunov非線性控制方法的正確性和可行性，本文分別搭建了雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的仿真平臺和試驗平臺。把負載電流補償?shù)目刂撇呗院突诜床椒ǖ姆蔷€性控制策略相結合應用到實際系統(tǒng)中，在開發(fā)的試驗裝置上，進行了相關的運行控制實驗。表1給出了變流器的相關參數(shù)。

表1 變流器相關參數(shù)Tab.1 Parameters of converter

圖5為直流母線電容減小為100 μF時采用傳統(tǒng)的電流內(nèi)環(huán)dq解耦、電壓外環(huán)PI控制的雙閉環(huán)控制策略所得到的電壓仿真波形，在0.05 s突加負載后直流電壓不穩(wěn)定，系統(tǒng)抗負載擾動能力差。

圖6為直流母線電容相同的情況下采用考慮網(wǎng)側變流器負載電流補償?shù)姆蔷€性控制策略所得到的電壓仿真波形，同樣在0.05 s突加負載后直流電壓的動態(tài)響應性較好，系統(tǒng)具有較好的抗負載擾動能力。

圖5 基于傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略的電壓仿真波形Fig.5 Simulation wareform of voltage with the conventional double closed loop control strategy

圖6 基于本文所提控制策略的實驗波形Fig.6 Simulation wareform of voltage with the proposed control strategy

實驗時直流側目標電壓設定為600 V，將電網(wǎng)三相電壓380 V接到雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)上。實驗波形見圖7，圖7a為系統(tǒng)網(wǎng)側變流器啟動時電壓和電流的階躍響應，其中udc為階躍響應時直流電壓曲線，ia為階躍響應時啟動電流曲線。圖7b為系統(tǒng)穩(wěn)定運行時的波形，其中udc為直流母線電壓曲線，uab為交流側AB兩相之間的線電壓曲線，ia為A相電流曲線，經(jīng)比較后可看出線電壓超前線電流30°，從而分析得出電壓電流同相位。圖7c為由空載到突然加負載的過渡過程波形，其中udc為直流母線電壓曲線，可以看出突然加負載時，母線電壓變化很小，電壓穩(wěn)定；uab為交流側線電壓曲線，ia為交流側相電流曲線，可以看出由于突然加入負載，電流明顯增加，但電壓變化較小，受負載的干擾小。圖7d為光伏DC/DC變換器并入系統(tǒng)直流側時，網(wǎng)側變流器運行在逆變狀態(tài)的波形，其中udc為直流母線電壓曲線，uab為交流側AB兩相之間的線電壓曲線，ia為A相電流曲線，經(jīng)比較后得出線電壓超前線電流210°，從而可以得出電壓電流反相位。針對以上實驗波形曲線的分析，采用網(wǎng)側變流器負載電流補償?shù)目刂撇呗院突诜床椒ǖ腖yapunov非線性控制策略能夠得到比較滿意的控制效果，使得雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)特性和快速的動態(tài)響應特性。

圖7 基于本文所提控制策略的實驗波形Fig.7 Experimental waveforms of the proposed control strategy

7 結論

在當前全球能源缺乏的大背景下，電梯供電的能源需求量越來越大。針對上述問題，本文研究了支持新能源接入的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)，推導了三相電壓型PWM整流器和永磁同步電動機在兩相同步旋轉坐標系下的數(shù)學模型，分析了雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的控制策略，并針對系統(tǒng)接入新能源時直流電壓穩(wěn)定度不高的問題和本身具有的非線性多變量耦合的特性，分別提出網(wǎng)側變流器負載電流補償?shù)目刂撇呗院突诜床椒ǖ腖yapunov非線性控制策略，利用數(shù)字信號處理器實現(xiàn)了支持新能源接入的變頻調(diào)速控制系統(tǒng)。從實驗的波形中可看出變頻調(diào)速系統(tǒng)具有高功率因數(shù)、低諧波污染和能量可再生的優(yōu)點，采用提出的控制策略后，提高了系統(tǒng)直流側輸出電壓的穩(wěn)定度和系統(tǒng)的動態(tài)響應。通過對實驗結果的深入分析，本文設計的支持新能源接入的變頻調(diào)速系統(tǒng)方案是正確的和可行的，在電梯行業(yè)具有非常廣闊的應用前景。

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修改稿日期：2014-12-23

Research for New Energy Powered Solar Direct-drive Elevator Control System

ZHOU Min-jie，SHI Wang-wang，F(xiàn)ENG Jun-yong
（Hydraulic and Energy Engineering College，Yangzhou University，Yangzhou225009，Jiangsu，China）

When the traditional elevator is powered by grid，the energy consumption is a serious problem.New energy powered elevator control system was discussed.A dual pulse width modulation（PWM）structure with advantages of high power factor，low harmonic pollution and energy reversible was adopted in the system.After mathematical models of the three-phase voltage-source PWM rectifier and permanent magnet synchronous motor in thedqsynchronous frame were established and analyzed，dual close-loop control strategy was applied.When the new energy changes，for better stability and faster response，a nonlinear control strategy based on backstepping method was put forward.The new energy powered experiment platform was developed，and experimental results validate the design of system scheme.

direct-drive elevator；new energy power；dual pulse width modulation；Lyapunov function

TM46

A

江蘇省高校自然科學研究項目資助（14KJB470010）

周敏杰（1989-），男，碩士，Email：zhouminjie89@126.com

2014-08-16