陳世鋒，雷 珽，韓海倫，趙曉丹，唐 諍

（1.許繼電源有限公司，河南許昌 461000；2.國(guó)網(wǎng)上海市電力公司，上海 200122；3.河南省特種設(shè)備安全檢測(cè)研究院，鄭州 450000）

隨著全球能源緊缺的局勢(shì)初步加?。?］和世界范圍內(nèi)綠色能源政策的大力推進(jìn)，傳統(tǒng)的發(fā)電模式將難以為繼［2－3］，電網(wǎng)與新能源的矛盾越來(lái)越突出。大規(guī)模儲(chǔ)能技術(shù)可解決新能源發(fā)電、電動(dòng)汽車(chē)充電的隨機(jī)性、波動(dòng)性問(wèn)題［4］，提高電網(wǎng)潮流穩(wěn)定。本文提出一種適用于大規(guī)模儲(chǔ)能系統(tǒng)的雙向變流器，采用基于LCL濾波器的一級(jí)變換主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。對(duì)該雙向變流器主電路工作原理、LCL濾波器設(shè)計(jì)及CL濾波器設(shè)計(jì)進(jìn)行分析，并給出閉環(huán)控制策略，通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)進(jìn)行驗(yàn)證。

1 儲(chǔ)能雙向變流器工作原理

1.1 主電路拓?fù)?/h3>

儲(chǔ)能雙向變流器主電路結(jié)構(gòu)有兩種類(lèi)型：一是采用三相全橋電路的一級(jí)變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；二是采用兩級(jí)變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即前級(jí)采用三相全橋電路，后級(jí)采用DCDC斬波電路。一級(jí)變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)成本較低、效率高、控制策略簡(jiǎn)單，多臺(tái)變流器離網(wǎng)并聯(lián)運(yùn)行更容易實(shí)現(xiàn)，本文在三相全橋電路直流側(cè)增加CL濾波器，可以有效降低電池側(cè)紋波要求。

PCS儲(chǔ)能變流裝置原理框圖如圖1所示。主電路采用三相全橋電路，交流側(cè)設(shè)置LCL濾波器、主接觸器、EMI濾波器、預(yù)充電電路、主斷路器，直流側(cè)設(shè)置CL濾波器、直流輸出單元（含EMI濾波器、預(yù)充電電路、直流斷路器）。交流側(cè)可通過(guò)隔離變壓器接入低壓或中壓配電網(wǎng)，直流側(cè)連接多組電池組。

圖1 儲(chǔ)能PCS變流器原理

絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）變流器模塊可四象限運(yùn)行，當(dāng)電池充電時(shí)，將網(wǎng)側(cè)交流電整流成直流電給蓄電池充電；當(dāng)電池放電時(shí)，將直流電逆變成交流回饋到電網(wǎng)，充電和放電之間的轉(zhuǎn)換可在200 ms內(nèi)實(shí)現(xiàn)。

交流輸入采用LCL型（或T型）濾波，可將變流器開(kāi)關(guān)頻率成分的高頻諧波濾除，直流側(cè)采用CL濾波器濾除高頻成分的電流／電壓諧波，抑制高頻紋波。

1.2 LCL濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)

主電路濾波器在并網(wǎng)變流器中起著重要的作用，可將逆變器橋中產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)脈沖電壓、電流轉(zhuǎn)變成連續(xù)的模擬量。并網(wǎng)變流器的濾波器包括交流側(cè)和直流側(cè)兩部分。交流側(cè)LCL濾波器具有比單電感濾波器更好的性能，能夠兼顧低頻段增益和高頻段衰減［5－6］，作為三階對(duì)象，LCL濾波器需要確定兩個(gè)電感量、一個(gè)電容量，這增加了設(shè)計(jì)難度。

在濾波器的設(shè)計(jì)過(guò)程中，除了考慮高頻開(kāi)關(guān)紋波電流的濾波效果，濾波電感不僅造成電壓損失，而且對(duì)濾波器的體積、重量具有決定性影響，要對(duì)電感量進(jìn)行嚴(yán)格控制。LCL濾波器的基本原理是濾波電容和網(wǎng)側(cè)電感對(duì)高頻電流進(jìn)行分流，因此必須保證分流效果［7］。

LCL濾波器設(shè)計(jì)原則如下。

（1）總電感（L1＋L2）：總電感要考慮直流電壓和逆變交流電壓關(guān)系，并需要考慮傳遞函數(shù)中，開(kāi)關(guān)頻率附近的衰減；一般開(kāi)關(guān)頻率附件衰減應(yīng)不大于－10 dB。

（2）網(wǎng)側(cè)電感（L2）：在總電感量不變情況下，通過(guò)理論分析得到，當(dāng)網(wǎng)側(cè)電感和逆變器電感比例為1∶1時(shí)濾波效果最好，網(wǎng)側(cè)電感增大，則變流器電壓損失增大、降低濾波器的低頻段增益，并且增加體積、重量和成本。一般選取網(wǎng)側(cè)電感為逆變器電感的1／3左右。

（3）濾波電容（C）：考慮到網(wǎng)側(cè)電感與濾波電容的分流效果，一般選取濾波電容阻抗小于20%網(wǎng)側(cè)電感阻抗；另外考慮到功率因數(shù)問(wèn)題，濾波電容的功率小于系統(tǒng)額定功率的5%；

1.3 直流側(cè)電感參數(shù)設(shè)計(jì)

直流側(cè)電感的設(shè)計(jì)原則主要考慮以下兩方面。

（1）根據(jù)充放電轉(zhuǎn)換時(shí)間，由于交流側(cè)電流環(huán)動(dòng)態(tài)特性遠(yuǎn)大于直流側(cè)CL動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間，因此充放電轉(zhuǎn)換時(shí)間主要取決于直流側(cè)CL濾波器的時(shí)間常數(shù)。

（2）直流母線電壓波動(dòng)產(chǎn)生直流電流的波動(dòng)，根據(jù)紋波要求可以計(jì)算出直流電感值。

根據(jù)以上計(jì)算原則，可以得出直流側(cè)電感的參數(shù)，考慮直流側(cè)存在的3次、5次、7次諧波，因此將CL諧振峰設(shè)計(jì)到70 Hz左右。

2 控制策略研究

2.1 儲(chǔ)能裝置數(shù)學(xué)模型

圖3 基于LCL濾波器的PCS主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

基于LCL濾波器的PCS主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。圖3中，ua、ub、uc為三相橋臂輸出電壓；ila、ilb、ilc為逆變橋側(cè)濾波電感電流；uca、ucb、ucc為交流濾波電容電壓；ica、icb、icc為交流濾波電容電流；usa、usb、usc為電網(wǎng)電壓；i2a、i2b、｀2c為網(wǎng)側(cè)濾波電感電流；udc為直流母線電壓；idc為直流母線電流；ibat為直流電池側(cè)輸入／輸出電流；Qs為電網(wǎng)中點(diǎn)；Qc為交流電容中點(diǎn)；P、N為直流母線正、負(fù)極。

圖3中所示開(kāi)關(guān)元件視為理想元件。Sa、Sb、Sc為三相橋臂開(kāi)關(guān)函數(shù)，1代表上管開(kāi)通，下管關(guān)斷，0代表上管關(guān)斷、下管開(kāi)通。如果忽略電阻R1和R2，根據(jù)基爾霍夫電壓、電流定律可以得到如下方程，逆變橋側(cè)電感L1通過(guò)的電流I1滿足：

電網(wǎng)側(cè)濾波電感電流i2滿足：

濾波電容電壓uc滿足：

直流母線電壓udc滿足：

由于在三相三線系統(tǒng)中，三相電壓、電流并不是獨(dú)立變量，難以直接控制，故可以采用兩相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行描述，以簡(jiǎn)化并網(wǎng)變流器模型。從ABC坐標(biāo)系到dq坐標(biāo)系的變換矩陣為：

將式（1）進(jìn)行旋轉(zhuǎn)變換，得：

將式（2）進(jìn)行旋轉(zhuǎn)變換，得：

將式（3）進(jìn)行旋轉(zhuǎn)變換，得：

將式（4）進(jìn)行旋轉(zhuǎn)變換，得：

將式（6）、（7）、（8）和（9）進(jìn)行拉普拉斯變換，可得基于LCL的PCS主電路在dq坐標(biāo)系下的s域數(shù)學(xué)模型框圖如圖4所示。

圖4 PCS裝置控制框圖

2.2 并網(wǎng)控制策略

并網(wǎng)在整流和逆變時(shí)均采用交流輸出電流單環(huán)控制，控制策略簡(jiǎn)單，只是整流時(shí)電流指令由進(jìn)行充電的功率計(jì)算得到。逆變器交流電流環(huán)的等效模型如圖5所示。Gi（s）表示PI控制器；A（s）表示逆變器橋臂的放大及控制器的延時(shí)，其中Ts為開(kāi)關(guān)周期的一半，即為0.156 25×10－3s，Kpwm為375；B（s）表示逆變器的模型，逆變器的等效輸出電阻取為2 mΩ，輸出濾波電感為0.25 m H，網(wǎng)側(cè)電感為0.05 m H，其中KR為1／R＝500，TL為L(zhǎng)／R＝0.15；F（s）表示系統(tǒng)的反饋控制傳遞函數(shù)，Tif為反饋電路的時(shí)間常數(shù)。

圖5 逆變器交流電流環(huán)等效模型

圖5的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

為設(shè)計(jì)方便，先選擇τc＝TL，使得內(nèi)環(huán)控制器的零點(diǎn)和電感的大時(shí)間常數(shù)形成對(duì)消，簡(jiǎn)化控制器的設(shè)計(jì)。此外，Ts，Tif都是小的時(shí)間常數(shù)，可以用一個(gè)慣性環(huán)節(jié)替代二者的效果之和。于是電流內(nèi)環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)可以簡(jiǎn)化為：

在式（11）中只有一個(gè)變量Kci，取系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的截止頻率為300 Hz，則可以得到：Kci＝0.011 6。

由此可得PI控制器的參數(shù)為：

2.3 離網(wǎng)控制策略

根據(jù)圖4所述的數(shù)學(xué)模型，當(dāng)裝置處于離網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，采用輸出電壓外環(huán)和逆變器電流內(nèi)環(huán)的控制策略，控制框圖如6所示。

圖6 離網(wǎng)運(yùn)行控制框圖

本系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率為10 k Hz，為保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，同時(shí)具有較快的響應(yīng)速度和較好的波形質(zhì)量，配置其主導(dǎo)極點(diǎn)的自然頻率為2 000 rad／s，阻尼比為0.7。同時(shí)設(shè)計(jì)兩個(gè)非主導(dǎo)極點(diǎn)相同且保證非主導(dǎo)極點(diǎn)遠(yuǎn)離主導(dǎo)極點(diǎn)，以使非主導(dǎo)極點(diǎn)對(duì)主導(dǎo)極點(diǎn)的影響較小。為考慮到系統(tǒng)對(duì)高次諧波的抑制效果，非主導(dǎo)極點(diǎn)可配置在負(fù)半軸上，非主導(dǎo)極點(diǎn)距離主導(dǎo)極點(diǎn)5～10倍遠(yuǎn)。則有

式中 ωn＝2 000 rad／s：ξ＝0.7；n＝8。

則，由式（13）可以算出系統(tǒng)PI參數(shù)，將控制器進(jìn)行離散化，則可得

3 仿真研究

對(duì)所述系統(tǒng)的并網(wǎng)運(yùn)行工況進(jìn)行仿真分析，設(shè)置離散仿真時(shí)間為1μs，電池為鋰離子電池，額定電壓為600 V，額定容量為100 Ah，初始SOC為0.9。系統(tǒng)在0.2 s時(shí)對(duì)電池的充放電狀態(tài)進(jìn)行切換，并引入斜率限制器保證指令的切換時(shí)間在20 ms之內(nèi)。

單級(jí)并網(wǎng)系統(tǒng)的仿真波形圖如圖7所示。其中，圖7（a）和圖7（b）為充放電切換過(guò)程中的電池電流波形，可見(jiàn)系統(tǒng)采用指令緩變后，可以實(shí)現(xiàn)20 ms內(nèi)完成充放電切換過(guò)程，且穩(wěn)態(tài)時(shí)電池電流紋波小于0.5 A（0.6%左右）。圖7（c）和圖7（d）為切換過(guò)程中的電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流波形，在整個(gè)切換過(guò)程中，波形過(guò)渡平緩，滿足要求。

圖7 充放電切換過(guò)程中的仿真波形

圖8為電容電壓的仿真波形，60 ms時(shí)系統(tǒng)由滿載切到空載，100 ms時(shí)由空載切到滿載，其中卸載過(guò)程中超調(diào)為15.85%，調(diào)節(jié)時(shí)間小于10 ms；滿載到空載切換過(guò)程輸出電壓基本沒(méi)有變化，而突加滿載的過(guò)程中，電壓僅有一上沖尖峰，調(diào)節(jié)時(shí)間小于5 ms。

圖8 離網(wǎng)模式下濾波電容電壓仿真波形

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

利用儲(chǔ)能變流器設(shè)計(jì)方案研制試驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，儲(chǔ)能變流器輸出電壓為交流315 V，通過(guò)升壓變壓器接入0.4 k V電網(wǎng)，逆變側(cè)電感為0.15 mH、網(wǎng)側(cè)電感為0.05 mH、濾波電容為200μF、直流電抗器0.17 m H。電池側(cè)額定電壓為600 V。

并網(wǎng)模式下試驗(yàn)波形如圖9所示。圖9（a）為充電－放電切換波形，（b）為放電－充電切換波形，充放電切換時(shí)間小于80 ms，直流側(cè)電壓波動(dòng)小，系統(tǒng)運(yùn)行穩(wěn)定。圖10中為交流側(cè)電流各次諧波數(shù)據(jù)，總諧波畸變率為2.9%。圖11中為直流側(cè)電壓紋波波形，紋波系數(shù)為1.6%。

圖9 充放電切換波形

離網(wǎng)帶載啟動(dòng)，離網(wǎng)電壓增加軟啟動(dòng)環(huán)節(jié)，防止啟動(dòng)瞬間導(dǎo)致對(duì)裝置的沖擊，離網(wǎng)運(yùn)行下試驗(yàn)波形如圖12所示。由圖12可以看出，在3個(gè)周波內(nèi)，電壓建立。

圖10 交流側(cè)電流THD

圖11 直流電壓紋波

圖12 離網(wǎng)運(yùn)行下試驗(yàn)波形

5 結(jié)語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一種基于LCL濾波器適用于大規(guī)模儲(chǔ)能系統(tǒng)雙向變流器，提出了雙向變流器主電路LCL濾波器、直流CL濾波設(shè)計(jì)原則，通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證該設(shè)計(jì)原則的合理性，建立雙向變流器數(shù)學(xué)模型，并給出并網(wǎng)、離網(wǎng)的控制策略，仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證該雙向變流器諧波含量小、直流側(cè)紋波小，控制策略滿足控制目標(biāo)要求，為大功率儲(chǔ)能雙向變流器提供一個(gè)很好的解決方案。

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