楊曉光 姜龍斌 馮俊博 汪友華

一種新型高效無變壓器型單相光伏逆變器

楊曉光 姜龍斌 馮俊博 汪友華

（河北工業(yè)大學(xué)電磁場與電器可靠性省部共建重點實驗室 天津 300130）

單相無變壓器型逆變器由于體積小、效率高、造價低，被廣泛應(yīng)用于低功率光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中。本文提出了一種新型無變壓器型單相光伏逆變器，該逆變器不產(chǎn)生共模電流，對電網(wǎng)不產(chǎn)生直流分量。相同條件下，其輸出電流紋波是半橋逆變器的一半，與二極管鉗位式三電平逆變器的幾乎相同；并且其效率高于半橋逆變器，與二極管鉗位式三電平逆變器的效率接近；實驗樣機(jī)的測試結(jié)果驗證了所提出的逆變器拓?fù)涞暮侠硇浴?/p>

光伏系統(tǒng) 無變壓器型逆變器 二極管鉗位式三電平逆變器 半橋逆變器 共模電流 直流分量 電流紋波

1 引言

逆變器是連接光伏陣列模塊和電網(wǎng)的關(guān)鍵部件，用以實現(xiàn)光伏陣列模塊運行于最大功率點和向電網(wǎng)注入正弦電流。目前有三種基本的逆變器：工頻變壓器型光伏逆變器、高頻變壓器型光伏逆變器和無變壓器型光伏逆變器。較之前兩種類型，無變壓器型光伏逆變器不僅成本降低，體積和重量較小，其效率可提高 1%～2%[1-3]。

然而，由于沒有變壓器隔離，光伏陣列模塊和電網(wǎng)之間存在電氣連接，除了導(dǎo)致安全問題外，還可能產(chǎn)生如下兩個問題：①逆變器輸入到電網(wǎng)中的電流可能含有較大的直流分量（直流注入），導(dǎo)致電網(wǎng)中的分布變壓器工作點偏移，可能引起變壓器飽和[4]；②如果逆變器具有可變的共模電壓，在光伏陣列模塊和地之間會產(chǎn)生共模電流（漏電流）。共模電流可能導(dǎo)致嚴(yán)重的傳導(dǎo)型或輻射型電磁干擾，致使電網(wǎng)電流產(chǎn)生畸變，并增加了系統(tǒng)的額外損耗[5-6]。

對于上述無變壓器型光伏逆變器存在的三點問題：①采用接地故障檢測裝置可以滿足安全需求[7]。②通常，電網(wǎng)電流通過控制（如PI調(diào)節(jié)）來消除直流分量。然而，由于檢測控制環(huán)節(jié)所用的器件具有直流偏移問題，會導(dǎo)致電網(wǎng)中直流分量的存在；為了減小由于器件偏移造成的直流分量就必須使用低偏移量的器件，而造成硬件成本的增加[8]。因而，光伏并網(wǎng)逆變器應(yīng)該選擇不存在直流分量問題的逆變拓?fù)?。③對于無變壓器型光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)，文獻(xiàn)[5]指出：必須采用不產(chǎn)生可變共模電壓的逆變器拓?fù)洹?/p>

現(xiàn)有的逆變器主要有全橋逆變器及其改進(jìn)形式、半橋逆變器、三電平逆變器及其改進(jìn)形式。

全橋逆變拓?fù)渚哂泻芎玫男詢r比，在已存在的功率拓?fù)渲械玫搅藦V泛的應(yīng)用。然而，全橋逆變器在單極性脈沖寬度調(diào)制[9-11]（PWM）方式下用于光伏并網(wǎng)，所產(chǎn)生的共模電壓是變化的，會引起共模電流；同時，由于功率開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷時間不對稱，脈沖寬度調(diào)制過程中脈寬不平衡會導(dǎo)致逆變器輸出電流中存在直流分量。因此，通常全橋逆變器在單極性脈沖寬度調(diào)制方式下用于光伏并網(wǎng)需要采用變壓器隔離。雙極性PWM全橋逆變器用于光伏并網(wǎng)[6,11-12]不產(chǎn)生可變的共模電壓。然而，雙極性 PWM方式將產(chǎn)生較大的電流紋波，增加了開關(guān)損耗，降低了逆變器的效率；同樣，雙極性 PWM全橋逆變器會在電網(wǎng)中產(chǎn)生直流分量。文獻(xiàn)[6,13-14]對全橋逆變器進(jìn)行了改進(jìn)，減小了輸出電流的紋波，提高了效率，但電網(wǎng)直流注入的問題并沒解決。

半橋逆變器用于光伏并網(wǎng)[4,15-16]不產(chǎn)生可變的共模電壓，同時該逆變器通過連接電網(wǎng)端到電容器組的中點而確保不對電網(wǎng)產(chǎn)生直流分量。然而，半橋逆變器產(chǎn)生較大的電流紋波，增加了開關(guān)損耗，降低了逆變器的效率。

采用二極管鉗位式三電平逆變器可以產(chǎn)生不變的共模電壓，并且可提高效率，降低紋波[4,17-18]。但是，這種結(jié)構(gòu)具有直流注入問題。文獻(xiàn)[8]提出了一種改進(jìn)的二極管鉗位式三電平逆變器，減小了直流注入；然而該文獻(xiàn)同時也指出：由于太陽電池受到遮蔽、灰塵或者電池本身的問題而造成該逆變器的輸出電壓波動較大。

本文提出了一種新型結(jié)構(gòu)的逆變器，該逆變器從結(jié)構(gòu)上保證了不產(chǎn)生共模電流，并不對電網(wǎng)產(chǎn)生直流分量；同時該逆變器具有輸出紋波小和較高的效率，適合于無變壓器型單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)。

2 無變壓器型逆變器共模系統(tǒng)分析

光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列模塊、逆變器、交流濾波電感L1、L2和電網(wǎng)組成，并且考慮到電磁兼容的要求，在逆變器輸出端和電網(wǎng)之間配置差模濾波電容Cdm、共模濾波電感 Lcm和共模濾波電容 Ccm，如圖 1所示。另外，在光伏陣列模塊和地之間存在一寄生電容 CPVg，其數(shù)值范圍為 50～150 nF/kW，在潮濕環(huán)境或雨天會達(dá)到 200nF/kW[12,17]；在逆變器的地連接點和電網(wǎng)之間存在串聯(lián)電阻 Zg。在光伏系統(tǒng)中，寄生電容 CPVg和串聯(lián)電阻 Zg為共模電流icm提供了電氣通路。

圖1 無變壓器型光伏發(fā)電逆變器共模電流Fig.1 Common-mode currents in a transformerless PV inverter

共模電流不僅與共模電壓有關(guān)；當(dāng)差模阻抗不對稱時，差模電壓也會產(chǎn)生共模電流。

共模電壓 vcm是逆變器輸出與直流側(cè)公共參考點N之間電壓的平均值為

差模電壓vdm為逆變器輸出之間的電壓差為

當(dāng)差模阻抗不對稱時，即 L1≠L2時，差模電壓會產(chǎn)生一個等效的共模電壓為

電路中總的共模電壓為

3 半橋逆變器

光伏并網(wǎng)逆變器可采用半橋結(jié)構(gòu)，其基本組成如圖 2所示，包括兩個開關(guān)管 S1和 S2和一個濾波電感 L1，在直流側(cè)接有兩個串聯(lián)的電容，其連接點為逆變器直流輸入的中點，并與電網(wǎng)的中性點連接。

圖2 半橋逆變器Fig.2 Half-bridge inverter

3.1 共模電壓

開關(guān)管 S1和S2交互開通，S1開通時，v1N=vin，v2N=vin/2，由式（1）和式（2）可得：vdm=v12=vin/2，vcm=3vin/4，因L2=0時，由式（4）可得 vtcm=vin/2。S2開通時，v1N=0，v2N=vin/2，vdm=v12=-vin/2，vcm= vin/4，vtcm=vin/2。

因而，半橋逆變器總的共模電壓為一常數(shù)，其共模電流為零。

3.2 直流分量

在一個電網(wǎng)電流的周期（T）內(nèi)，對電網(wǎng)電流進(jìn)行積分可得電網(wǎng)電流的直流分量igdc為

式中，iC1和iC2分別為流經(jīng)電容器 C1和C2的電流，當(dāng)電容器相等時，iC1=iC2。若在一個電網(wǎng)周期內(nèi)控制節(jié)點2的電壓變化為零，那么由式（5）可知，采用半橋逆變器電網(wǎng)電流的直流分量為零。

3.3 電流紋波

圖3 半橋逆變器v12和并網(wǎng)電流波形Fig.3 Voltage v12and grid current in a half-bridge inverter

半橋逆變器的仿真結(jié)果如圖3所示。仿真條件為：輸入電壓 vin=700V，開關(guān)頻率fsw=5kHz，電感L1=3mH，C1=C2=470μF。圖 3a表明：整個電網(wǎng)周期輸出電壓 v12在-vin/2和vin/2之間調(diào)制；圖 3b為具有較大紋波的電網(wǎng)電流波形。

3.4 逆變器效率

由圖 3a可知：半橋逆變器的兩個開關(guān)管在整個電網(wǎng)周期的開關(guān)電壓都為 vin，因而，其開關(guān)損耗較大。

4 二極管鉗位式三電平逆變器

三電平逆變器如圖4所示。在電網(wǎng)電壓正半周期，S2保持閉合，S1和 S3交替開關(guān)。在電網(wǎng)電壓負(fù)半周期，S3保持閉合，而 S2和S4交替開關(guān)。

圖4 二極管鉗位式三電平逆變器Fig.4 Three-level diode-clamped inverter

4.1 共模電壓

在電網(wǎng)電壓正半周，S2保持閉合，S1導(dǎo)通時，v1N=vin，v2N= vin/2，vdm=v12=vin/2，vcm=3vin/4，因L2=0，vtcm=vin/2。S1關(guān)斷，S3導(dǎo)通時，v1N=v2N=vin/2，vdm= v12=0，vcm=vin/2，vtcm=vin/2。

在電網(wǎng)電壓負(fù)半周，S3保持閉合，S4導(dǎo)通時，v1N=0，v2N= vin/2，vdm=v12=-vin/2，vcm=vin/4，因 L2=0，vtcm=vin/2。S4關(guān)斷，S2導(dǎo)通時，v1N=v2N=vin/2，vdm= v12=0，vcm=vin/2，vtcm=vin/2。

因而，二極管鉗位式三電平逆變器的總的共模電壓為一常數(shù)，其共模電流為零。

4.2 直流分量

在一個電網(wǎng)電流的周期（T）內(nèi)，對電網(wǎng)電流進(jìn)行積分可得電網(wǎng)電流的直流分量igdc，當(dāng)電容器相等時，若在電網(wǎng)周期內(nèi)點2的電壓變化控制為零，那么由式（5）可知

式（6）表明，由于 id的存在，三電平逆變器的輸出會產(chǎn)生直流分量。

4.3 電流紋波

仿真結(jié)果如圖5所示，其仿真參數(shù)同半橋逆變器。圖5a表明：在電網(wǎng)電壓的正半周期，輸出電壓v12在0和vin/2之間調(diào)制，在電網(wǎng)電壓的負(fù)半周期，輸出電壓 v12在-vin/2和 0之間調(diào)制。圖 5b為具有較小紋波的電網(wǎng)電流波形。對比圖3b與圖5b可以看到：二極管鉗位式三電平逆變器輸出的電流紋波是半橋逆變器輸出電流紋波的一半。

圖5 二極管鉗位式三電平逆變器v12和并網(wǎng)電流波形Fig.5 Voltage ν12and grid current in a three-level diode-clamped inverter

4.4 逆變器效率

在電網(wǎng)電壓的正半周期，相對于fsw=5kHz的調(diào)制頻率，S2的開關(guān)損耗可以忽略。S3由于反向偏置，無電流流過，它的開關(guān)損耗為 0。因而，這一階段的開關(guān)損耗主要來源于S1，但由于二極管 VD5的鉗位作用，S1的開關(guān)電壓為 vin/2。同樣，在電網(wǎng)電壓負(fù)半周期，相對于 fsw=5kHz的調(diào)制開關(guān)頻率，S3的開關(guān)損耗可以忽略。S2由于反向偏置，無電流流過，它的開關(guān)損耗為 0。因而，這一階段的開關(guān)損耗主要來源于S4，但由于二極管VD6的鉗位作用，S4的開關(guān)電壓為 vin/2。因而，較之在整個電網(wǎng)周期開關(guān)電壓為 vin的半橋逆變器，二極管鉗位式三電平逆變器的開關(guān)損耗大約降低了一倍。

二極管鉗位式三電平逆變器在電網(wǎng)電壓的整個周期中，或者是兩個開關(guān)管同時導(dǎo)通，或者是一個開關(guān)管和一個二極管同時導(dǎo)通，因此，該逆變器的導(dǎo)通阻抗較之半橋逆變器的大；然而，由于三電平逆變器的開關(guān)電壓較之半橋逆變器的降低了一倍，因而可以選擇較低額定電壓等級的開關(guān)管，其飽和導(dǎo)通電壓相應(yīng)降低，從而，二極管鉗位式三電平逆變器的導(dǎo)通損耗增加的并不大。

二極管鉗位式三電平逆變器的效率要高于半橋逆變器的效率。

5 新型結(jié)構(gòu)的逆變器

所提出的光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)淙鐖D6所示，包含4個開關(guān)管（S1～S4），兩個二極管（VD5～VD6），四組相等的電容器（C1～C4）。圖 7為所提拓?fù)涞尿?qū)動信號時序示意圖。ug為電網(wǎng)電壓，在電網(wǎng)電壓的正半周期，S2、S4保持關(guān)斷，S1一直開通，S3按正弦規(guī)律進(jìn)行高頻開關(guān)。在電網(wǎng)電壓的負(fù)半周期，S1、S3保持關(guān)斷，S2一直開通，S4按正弦規(guī)律進(jìn)行高頻開關(guān)。

圖6 新型逆變器拓?fù)銯ig.6 Topology of the new inverter

圖7 驅(qū)動信號示意圖Fig.7 Schematic of drive signals

5.1 共模電壓

在電網(wǎng)電壓正半周，S2、S4保持關(guān)斷。S3導(dǎo)通時，v1N=vin，v2N=vin/2，vdm=v12=vin/2，vcm=3vin/4，因L2=0，vtcm=vin/2。S3關(guān)斷，S1導(dǎo)通時，v1N=v2N=vin/2，vdm=v12=0，vcm=vin/2，vtcm=vin/2。

在電網(wǎng)電壓負(fù)半周，S1、S3保持關(guān)斷，S4導(dǎo)通時，v1N=0，v2N=vin/2，vdm=v12=-vin/2，vcm=vin/4，因L2=0，vtcm=vin/2。S4關(guān)斷，S2導(dǎo)通時，v1N=v2N=vin/2，vdm=v12=0，vcm=vin/2，vtcm=vin/2。

因而，所提出的逆變器的總的共模電壓為一常數(shù)，其共模電流為零。

5.2 直流分量

在一個電網(wǎng)電流的周期（T）內(nèi)，對電網(wǎng)電流進(jìn)行積分可得電網(wǎng)電流的直流分量igdc為式中，iC1和iC2分別為流經(jīng)電容器 C1和C2的電流，當(dāng)電容C1和C2相等時，iC1=iC2；iC3和iC4分別為流經(jīng)電容器C3和C4的電流，當(dāng)電容C3和C4相等時，iC3=iC4。若在一個電網(wǎng)周期內(nèi)節(jié)點 2和 3的電壓變化控制為零，那么由式（7）可知，新型逆變器對電網(wǎng)電流的直流分量為零。

5.3 電流紋波

仿真結(jié)果如圖8所示，其仿真參數(shù)與半橋逆變器和三電平逆變器的相同。圖8a表明：在電網(wǎng)電壓的正半周期，輸出電壓 v12在 0和 vin/2之間調(diào)制，在電網(wǎng)電壓的負(fù)半周期，輸出電壓 v12在-vin/2和 0之間調(diào)制。圖8b為具有較小紋波的電網(wǎng)電流波形。對比圖8b與圖5b和圖3b可以看到：新型逆變器輸出的電流紋波與二極管鉗位式三電平逆變器輸出的電流紋波大小相同，是半橋逆變器輸出電流紋波的一半。

圖8 新型逆變器v12和并網(wǎng)電流波形Fig.8 Voltage v12and grid current in the new inverter

5.4 逆變器效率

在電網(wǎng)電壓的正半周期，S1一直開通，因此，其開關(guān)損耗為 0。因而，這一階段的開關(guān)損耗主要來源于 S3，其開關(guān)電壓為 vin/2。同樣，在電網(wǎng)電壓負(fù)半周期，S2一直開通，因此，其開關(guān)損耗為 0。因而，這一階段的開關(guān)損耗主要來源于 S4，其開關(guān)電壓為vin/2。

對比 4.4部分關(guān)于二極管鉗位式三電平逆變器的開關(guān)損耗分析，所提出的新型逆變器的開關(guān)損耗不會高于三電平逆變器的開關(guān)損耗。

二極管鉗位式三電平逆變器在能量傳遞階段有兩個開關(guān)管同時導(dǎo)通，在續(xù)流階段有一個開關(guān)管和一個二極管同時導(dǎo)通，這些器件的耐壓都是 vin/2。而所提出的新型逆變器在能量傳遞階段有一個耐壓為vin的開關(guān)管導(dǎo)通，在續(xù)流階段有一個耐壓為vin/2的開關(guān)管和一個耐壓為 vin/2的二極管同時導(dǎo)通。因而所提出的新型逆變器的導(dǎo)通損耗與三電平逆變器的導(dǎo)通損耗接近。

總之，所提出的新型逆變器的效率與二極管鉗位式三電平逆變器的效率接近。

6 實驗結(jié)果

本文設(shè)計了一臺額定功率 2kW 的實驗樣機(jī)以驗證所提出的新型逆變器的工作模式。逆變器輸入電壓800V，開關(guān)頻率為fsw=20kHz，濾波電感L1為3mH，開關(guān)管選用Infineon公司型號FF100R12RT4的 IGBT，其主要參數(shù)為：耐壓 1 200V，額定電流100A。電網(wǎng)電壓vg=220V，頻率f=50Hz。

實驗測得的輸出電壓vg、電流ig和共模電壓vcm的波形如圖 9所示：

圖9 新型逆變器并網(wǎng)電壓、電流和共模電壓波形Fig.9 Output voltage, grid current and common-mode voltage in the new inverter

由上圖可知，新型逆變器的共模電壓基本不變，從而不產(chǎn)生共模漏電流。

在相同條件下，測得該新結(jié)構(gòu)和半橋結(jié)構(gòu)輸出的電流紋波波形如圖10所示，半橋逆變器的為2.36A，新結(jié)構(gòu)逆變器為 1.18A。驗證了新結(jié)構(gòu)逆變器輸出電流紋波大約是半橋逆變器的一半的結(jié)論。

圖10 新型逆變器和半橋逆變器紋波電流Fig.10 Current ripple in the new inverter and half-bridge inverter

實驗測得的新型逆變器和半橋逆變器的效率對比曲線如圖11所示。從圖中可以看出新結(jié)構(gòu)逆變器的效率高于半橋逆變器，且在輸出功率為1kW 左右時該新結(jié)構(gòu)逆變器能達(dá)到最大效率。

圖11 新型逆變器和半橋逆變器效率曲線Fig.11 Efficiency curves of the new inverter and half-bridge inverter

7 結(jié)論

本文提出了一種新型無變壓器型單相光伏逆變器。該逆變器不產(chǎn)生共模電流，其拓?fù)浯_保對電網(wǎng)不產(chǎn)生直流分量。同時，該逆變器輸出的電流紋波與二極管鉗位式三電平逆變器輸出的電流紋波大小相同，是半橋逆變器輸出電流紋波的一半；新型逆變器的效率與二極管鉗位式三電平逆變器的效率接近，高于半橋逆變器的效率。所提出的新型逆變器在無變壓器型單相光伏系統(tǒng)中具有廣闊的應(yīng)用前景。

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A New High Efficiency Transformerless Single-Phase Photovoltaic Inverter

Yang Xiaoguang Jiang Longbin Feng Junbo Wang Youhua

（Province-Ministry Joint Key Laboratory of Electromagnetic Field and Electrical Apparatus Reliability Hebei University of Technology Tianjin 300130 China）

Single-phase transformerless inverter is widely used in low-power photovoltaic(PV) grid-connected systems due to its small size, high efficiency and low cost. This paper proposes a new topology for transformerless systems, which does not generate common-mode currents, and topologically guarantees that no DC is injected into the grid. In the same condition, the output current ripple of the proposed topology is half that of half bridge inverter, and it almost has the same current ripple level as three-level diode clamped inverter. At the same time, the efficiency of the proposed topology is higher than half bridge inverter, closely to three-level diode clamped inverter. The proposed topology was verified in a prototype.

Photovoltaic(PV) system, transformerless inverter, three-level diode clamped inverter, half-bridge inverter, common-mode current, DC component, current ripple

TM464

楊曉光 男，1971年生，教授，研究方向為光伏發(fā)電技術(shù)。

2013-10-08 改稿日期 2014-06-04

姜龍斌 男，1988年生，碩士研究生，研究方向為光伏發(fā)電技術(shù)。