陳桂鵬 鄧 焰 董 潔 崔文峰 何湘寧

(浙江大學電氣工程學院 杭州 310027)

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基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器

陳桂鵬 鄧 焰 董 潔 崔文峰 何湘寧

(浙江大學電氣工程學院 杭州 310027)

首先詳細分析基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器的工作原理和特性，與傳統(tǒng)Boost電路相比，該變換器具有開關管和二極管電氣應力低、零電壓開關以及輸入輸出電流均連續(xù)等優(yōu)點；其次，對變換器建立小信號模型，由于不存在右半平面零點，因此避免了Boost電路動態(tài)響應慢的缺點；最后，通過1.6 kW的原理樣機實驗驗證了理論分析的可靠性。

串聯(lián) 升壓 部分功率 移相全橋

0 引言

隨著環(huán)境問題的日益加劇和傳統(tǒng)能源的短缺，電動汽車的研發(fā)和應用得到了迅猛發(fā)展[1]。作為電動汽車的重要方向之一，純電動汽車因其節(jié)能、零排放無污染等突出優(yōu)點而備受關注。為提高電機驅(qū)動系統(tǒng)的性能，需為其提供穩(wěn)定的直流輸入高壓[2，3]。在非隔離DC-DC變換器中，Boost電路因其結構簡單、輸入電流紋波小以及具有輸入電壓調(diào)節(jié)范圍寬等諸多優(yōu)點，可用于蓄電池與電機驅(qū)動系統(tǒng)之間實現(xiàn)升壓。然而，在Boost電路中，開關管的硬開關工作以及開關管和二極管的高電壓應力不僅嚴重影響電路效率，而且增加了系統(tǒng)成本。同時，在電流連續(xù)模式下，由于其控制-輸出電壓傳遞函數(shù)存在右半平面零點，因此電路的動態(tài)響應慢。針對上述問題，文獻[4-8]通過添加輔助電路，實現(xiàn)了Boost電路的軟開關，減小了開關損耗。文獻[9，10]利用多電平技術不僅降低了開關管和二極管的電壓應力，而且減小了濾波電感尺寸。但額外增加的器件不僅增加了系統(tǒng)的成本、體積和控制復雜度，而且系統(tǒng)動態(tài)性能也未得到改善。文獻[11-13]通過交錯并聯(lián)技術提高了系統(tǒng)容量，并有效減小了輸入和輸出電流紋波。然而，開關管的硬開關和高電壓應力問題并未得到解決，同時還需考慮并聯(lián)均流問題。

串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器如圖1所示，DC-DC電路的輸出與系統(tǒng)的輸入串聯(lián)實現(xiàn)了升壓輸出。與傳統(tǒng)DC-DC電路處理所有功率不同，由于系統(tǒng)輸入直接傳遞一部分功率到負載，DC-DC電路實際僅提供系統(tǒng)的輸出電壓和輸入電壓之差，因此只需處理部分系統(tǒng)功率[14-16]?；谝葡嗳珮虻拇?lián)升壓式部分功率DC-DC變換器如圖2所示，移相全橋電路的輸入電壓為系統(tǒng)的輸入電壓，而輸出電壓為系統(tǒng)的輸出電壓和輸入電壓之差。該DC-DC變換器不僅保持了移相全橋電路中開關管電壓應力低和軟開關工作等優(yōu)點[17]，而且輸入輸出電流均連續(xù)，輸出濾波電感小。

圖1 串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器

圖2 基于全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器

本文詳細分析了基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器的工作原理和穩(wěn)態(tài)特性，并與傳統(tǒng)Boost電路進行比較。同時，對該串聯(lián)升壓式部分功率變換器建立了小信號模型，它與傳統(tǒng)移相全橋的小信號模型相似，因此具有良好的動態(tài)性能。最后，通過1.6 kW的原理樣機進行實驗，驗證了變換器在非隔離應用中的良好特性。

1 工作原理

基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率變換器如圖2所示，變壓器的一次側包含4個開關管S1～S4，二次側輸出經(jīng)過VD1～VD4組成的全橋整流后，再經(jīng)過輸出電感L和輸出電容C濾波，最后與變換器輸入V1串聯(lián)，為負載R提供穩(wěn)定直流輸出電壓V2。其中，變壓器的漏感為Lr，一、二次側匝比為n∶1，CS1～CS4分別為開關管S1～S4的寄生電容。

其工作原理與傳統(tǒng)移相全橋相似，因此僅作簡單介紹。分析工作原理前，作如下假設：①所有開關管、二極管、變壓器、電感和電容為理想器件；②開關管的寄生電容CS1=CS2=CS3=CS4=CS。主要工作波形如圖3所示，在一個開關周期內(nèi)共有10個工作階段[t0～t10]。由于電路的對稱性，僅分析了5個工作階段[t0～t5]，每個階段的等效電路如圖4所示。

圖3 主要工作波形

圖4 變換器各階段的等效電路Fig.4 Equivalent circuit of each stage

階段1[t0～t1]：t0時，開關管S1和S3導通，二極管VD1和VD3導通。在本階段

(1)

(2)

式中：ip(t)為變壓器一次電流；iin1(t)為移相全橋電路的輸入電流；iin(t)為系統(tǒng)的輸入電流；Io為負載輸出電流。

階段2[t1～t2]：t1時，開關管S1關斷，漏感Lr和等效輸出濾波電感n2L串聯(lián)后與CS1和CS2諧振。由于輸出濾波電感較大，因此在本階段，一次電流ip(t)可認為近似不變。

ip(t)≈ip(t1)

(3)

iin(t)=Io+0.5ip(t)≈Io+0.5ip(t1)

(4)

階段3[t2～t3]：t2時，開關管S2寄生電容的電壓下降到0，在本階段開通S2，則實現(xiàn)了S2的零電壓開通。由于S2和S3共同導通，漏感被短路，一次電流近似保持不變。

ip(t)≈ip(t2)

(5)

iin(t)=Io

(6)

階段4[t3～t4]：t3時，開關管S3關斷，漏感Lr與CS3和CS4諧振，由于漏感電流下降，因此二極管VD2和VD4也導通。

ip(t)=ip(t3)cosωr(t-t3)

(7)

iin(t)=Io-0.5ip(t)=Io-0.5ip(t3)cosωr(t-t3)

(8)

階段5[t4～t5]：t4時，開關管S4寄生電容的電壓下降到0，在本階段開通S4，則S4實現(xiàn)了零電壓開通。

(9)

(10)

2 變換器特性

由于將降壓移相全橋電路的輸出與系統(tǒng)的輸入串聯(lián)以實現(xiàn)升壓輸出，因此變換器保留了移相全橋的優(yōu)點，而且避免了傳統(tǒng)Boost電路的缺點，同時串聯(lián)結構還引入了新的良好特性。本節(jié)詳細分析了其特性，并與Boost電路進行比較。

2.1 電壓增益

根據(jù)串聯(lián)結構可知，系統(tǒng)的輸出為移相全橋的輸出和系統(tǒng)輸入之和，即

(11)

考慮二次側占空比丟失時，式(12)給出有效占空比Deff與占空比D的關系。

(12)

式中：Dloss為占空比丟失；fs為開關頻率，Hz。

2.2 部分功率變換和效率

由于系統(tǒng)的輸入與輸出串聯(lián)，部分功率由源直接向負載提供，因此移相全橋的輸出功率Pcon僅為系統(tǒng)額定功率Po的一部分，如式(13)所示。系統(tǒng)的輸入輸出電壓越接近，移相全橋的實際輸出功率越小。當變換器的輸入輸出電壓相等時，全橋電路停止工作，全部功率由源直接向負載傳遞。

(13)

假設移相全橋電路的效率為ηcon，由于輸入直接向負載傳遞能量的效率可近似為1，因此根據(jù)串聯(lián)結構計算得變換器的效率ηsys為

(14)

2.3 軟開關分析

由變換器的工作原理分析可知，變換器的軟開關條件與移相全橋的一致，超前臂開關管利用輸出電感和漏感能量對開關管寄生電容放電，易實現(xiàn)軟開關；而滯后臂開關管的寄生電容只利用漏感能量放電，因此需滿足式(15)。

(15)

2.4 開關管和二極管電壓應力

式(16)和式(17)分別給出開關管和二極管的關斷電壓，由于開關管被輸入電壓鉗位，因此其電壓應力較低。根據(jù)式(11)推導得變壓器的匝比如式(18)所示，當V1，min>0.5V2，并忽略占空比丟失時n>1，則二極管的關斷電壓小于系統(tǒng)輸入電壓，電壓應力低。

Vds=V1

(16)

(17)

(18)

2.5 濾波電感

(19)

(20)

(21)

圖5 電感量比較

2.6 與傳統(tǒng)Boost電路特性比較

表1為變換器和傳統(tǒng)Boost電路的特性比較，變換器的開關管和二極管的電壓應力較低，實現(xiàn)了軟開關，有效減小了損耗；輸入輸出電流均連續(xù)，濾波器件尺寸小。值得注意的是，雖然Boost電路不需要變壓器，但其對電感要求較大。

表1 與傳統(tǒng)Boost電路特性比較

3 小信號模型

圖6 變換器的小信號模型

3.1 控制-輸出電壓傳遞函數(shù)Gvd(s)

(22)

3.2 輸入電壓-輸出電壓傳遞函數(shù)Gvg(s)

(23)

3.3 開環(huán)輸出阻抗Zo(s)

(24)

根據(jù)第4節(jié)的實驗參數(shù)，分別給出3個傳遞函數(shù)的bode圖，如圖7所示。結合式(22)和式(24)可知，控制-輸出電壓傳遞函數(shù)Gvd(s)和開環(huán)輸出阻抗Zo(s)與對應的移相全橋電路的傳遞函數(shù)完全一致，因此變換器的控制參數(shù)設計與傳統(tǒng)全橋電路的相同。由于系統(tǒng)輸入與輸出串聯(lián)，因此輸入電壓到輸出電壓的傳遞函數(shù)與相應的移相全橋電路略有不同，如式(23)所示。由于系統(tǒng)的傳遞函數(shù)不存在右半平面零點，因此變換器的動態(tài)響應快，動態(tài)性能良好。

圖7 變換器傳遞函數(shù)的bode圖

4 實驗結果

由式(13)可得，當輸入電壓為280V時，移相全橋電路的最大實際輸出功率僅為30%的系統(tǒng)額定功率，因此移相全橋電路的成本低體積小。

圖8為輸入電壓為280V時，開關管S1和S3的驅(qū)動電壓vgs、漏-源極電壓vds以及漏-源電流ids的實驗波形。由實驗結果可知，開關管S1和S3在門極導通之前，電壓vds已下降到0，電流換流到其反并二極管。因此，開關管實現(xiàn)了零電壓開通，減小了開關損耗。同時，開關管關斷電壓等于輸入電壓，開關管的電壓應力降低。由于低電壓應力的開關管導通電阻小，因此導通損耗也減小了。

圖8 開關管的軟開關實驗波形

變壓器一次電壓vab、二次電壓vs和一次電流ip波形如圖9所示，變換器的工作波形與理論分析一致。由于二次側二極管的寄生電容會和漏感諧振，因此加入RCD鉗位電路抑制其關斷電壓尖峰。由圖10可知，二次側二極管的最大關斷電壓為197 V，穩(wěn)態(tài)時關斷電壓為155 V，因此二極管的電壓應力低。

圖11為系統(tǒng)輸入電流iin、移相全橋輸入電流iin1和輸出電感電流iL的波形。由于系統(tǒng)輸入電流iin為移相全橋輸入電流iin1和負載電流Io之和，因此輸入電流連續(xù)。同時，輸出電感電流也為連續(xù)，減小了對濾波器的要求。

圖9 變壓器一次電壓、二次電壓和一次電流實驗波形

圖10 變壓器二次電壓和二極管電壓

圖11 系統(tǒng)輸入、移相全橋輸入和輸出電感電流

圖12為輸入電壓分別為280 V和320 V時，負載突變時輸出電壓和電流的實驗結果。實驗結果表明，由于變換器的傳遞函數(shù)不存在右半平面零點，因此其動態(tài)響應快，具有良好的動態(tài)性能。

不同輸入電壓下，變換器與Boost電路的效率測量結果如圖13所示。由于大部分功率由源直接向負載傳遞，變換器中的移相全橋電路僅處理小部分功率，而且其開關管和二極管不僅電壓應力低，開關管還實現(xiàn)了軟開關，因此變換器的效率高。在輕載下，全橋電路滯后臂開關管無法軟開關，效率降低。但在變換器中因為僅部分功率由全橋傳遞到輸出，因此變換器即使在輕載下效率也較高，保證了其在寬負載變化范圍的高效率。值得注意的是，雖然在輸入電壓為280 V時，經(jīng)全橋電路傳遞的能量多于320 V輸入電壓，但由于全橋電路此時效率較高，因此變換器的效率較高。

圖12 負載突變時輸出電壓和輸出電流實驗波形

圖13 效率比較

5 結論

本文研究了基于移相全橋的串聯(lián)升壓式部分功率DC-DC變換器的工作原理，詳細分析了其特性，并建立了小信號模型，最后實驗驗證了其如下優(yōu)點：

1)開關管和二極管的電壓應力低，實現(xiàn)了開關管的軟開關，效率高。

2)輸入輸出電流連續(xù)，輸出濾波電感小。

3)動態(tài)響應快，動態(tài)性能良好。

4)全橋電路處理的功率小，成本低。

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Series-connected Step-up Partial Power Processing DC-DC Topology Based on Phase-shifted Full-bridge Converter

ChenGuipengDengYanDongJieCuiWenfengHeXiangning

(College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China)

The operation principles and characteristics of series-connected step-up partial power processing DC-DC topology are analyzed in detail. Compared to the conventional Boost converter，zero-voltage-switching (ZVS)，lower voltage stress of the switches and diodes，and continuous input/output currents are achieved. Moreover，the small-signal model is derived to show the better dynamic performance because it avoids the right-half-plane zero effect of the Boost converter. Finally，a 1.6 kW prototype circuit is built to validate the performance.

Series-connected，step-up，partial power processing，phase-shifted full-bridge

國家自然科學基金(51377144)資助項目。

2014-12-26 改稿日期2015-08-02

TM315

陳桂鵬 男，1990年生，博士研究生，研究方向為DC-DC變換器。(通信作者)

鄧 焰 男，1973年生，副教授，碩士生導師，研究方向為DC-DC變換器、微電網(wǎng)系統(tǒng)控制及建模等。