豐春錦，高翠琢，宋慶華

(中國電子科技集團公司第13研究所，石家莊 050051)

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Ku波段介質鎖相抗振頻率源研制

豐春錦，高翠琢，宋慶華

(中國電子科技集團公司第13研究所，石家莊 050051)

提出了一種混頻介質鎖相的方案，對Ku波段的發(fā)射信號進行一次混頻鎖相得到Ku波段的本振信號，實現(xiàn)了本振信號與發(fā)射信號的相位同步。電路設計采用了低噪底鑒相芯片和自主設計的低相噪Ku波段介質壓控振蕩器(DRVCO)。結構設計中充分考慮抗振動性能，并用ANSYS軟件對結構進行力學仿真，達到很好的抗振動效果，組件外形尺寸為110 mm×65 mm×13 mm。測試結果表明，靜態(tài)下該Ku波段頻率源輸出功率12 dBm，雜波抑制比≥70 dBc，相位噪聲-91 dBc/Hz/@1 kHz，-105 dBc/Hz@10 kHz；振動條件下1 kHz、10 kHz處相位噪聲惡化不超過3 dB。

介質壓控振蕩器；鎖相環(huán)；抗振動；低相噪

0 引 言

頻率源是現(xiàn)代電子系統(tǒng)的重要組成部分，在通信、雷達和導航等設備中有著廣泛的應用，很多現(xiàn)代電子設備和系統(tǒng)的功能實現(xiàn)依賴于所用頻率源的性能，所以高性能頻率源的設計是現(xiàn)代通信技術中一個很重要的研究方向。微波頻率源合成方式有多種，最基本的有3種：直接頻率合成、間接頻率合成以及直接數(shù)字頻率合成。在工程實踐中，為了滿足指標的要求，一般頻率源的合成方式并不單一，為了滿足實際要求，需對各種頻率合成方式進行優(yōu)勢互補。本文提出了一種應用于多普勒雷達系統(tǒng)、實現(xiàn)與發(fā)射信號相位同步的Ku波段本振信號的設計。Ku波段發(fā)射信號頻率為fRF，相位噪聲為-93 dBc/Hz@1 kHz、-106 dBc/Hz@10 kHz。本振信號頻率為fLO,相位噪聲-91 dBc/Hz@1 kHz、-105 dBc/Hz@10 kHz，雜波抑制≥70 dBc。該組件具有低相位噪聲、高抗振、低雜散、高可靠性等優(yōu)點。

1 方案設計

Ku波段本振信號首先要實現(xiàn)與發(fā)射信號相位同步，由于發(fā)射信號工作在Ku波段，無法實現(xiàn)由鎖相環(huán)對其直接鎖定，本文采用將發(fā)射信號下混頻至中頻然后進行鎖定。為實現(xiàn)低相位噪聲的目的除了選擇低噪底的鑒相器，壓控振蕩器(VCO)必須采用低相噪技術。若采用低相噪的同軸介質振蕩器(CRO)，需要進行分頻與倍頻濾波，一方面雜散很難控制，另一方面倍頻后壓控振蕩器輸出帶寬增加，環(huán)路會發(fā)生錯鎖。綜合上述考慮，本文采用介質鎖相的方式實現(xiàn)。具體方案如圖1所示，介質壓控振蕩器(DRVCO)的中心頻率為fLO，與發(fā)射信號fRF進行混頻，混頻后的中頻信號fIF與晶振信號進行鑒相，頻率關系為:

fLO=fRF-fIF

(1)

最終實現(xiàn)本振信號對發(fā)射信號的鎖定。

圖1 介質鎖相源方案框圖

2 電路設計

2.1 介質壓控振蕩器的設計

微波振蕩器分析方法大致有3種，分別是正反饋理論、負阻理論以及S參數(shù)兩端口網(wǎng)絡分析法[1]。其中正反饋理論更為簡單易懂。正反饋振蕩器主要由三部分組成：放大器、選頻網(wǎng)絡和反饋網(wǎng)絡。振蕩器中的放大器，對噪聲與信號起到放大與限幅的作用。選頻網(wǎng)路選出設計需要的頻率信號，選頻特性與選頻網(wǎng)路的Q值有關，Q越高，選頻特性越好[2]。選頻網(wǎng)路在正反饋模型中，也被用作反饋網(wǎng)絡。輸出信號通過反饋網(wǎng)絡反饋到輸入端。振蕩器的正反饋模型如圖2所示，起振條件為：

(2)

(3)

圖2 振蕩器正反饋模型

常用的并聯(lián)反饋形式介質振蕩器(DRO)的電路拓撲結構如圖3所示。運用正反饋理論分析電路可分為放大電路及反饋網(wǎng)絡兩部分，其中介質諧振器(DR)與帶線的耦合起到選頻反饋網(wǎng)絡作用，場效應管起到放大的作用。經過理論分析并聯(lián)反饋型DRO的輸出頻率可表示為[3]：

(4)

式中：ωr為DR的諧振頻率；Q0為DR的無載Q值；β為介質與微帶線的耦合因子。

一般情況下介質的無載Q值很大，并聯(lián)反饋型DRO的輸出頻率主要由DR的諧振頻率決定。

圖3 并聯(lián)反饋DRO拓撲結構

電調介質振蕩器也可稱作為介質壓控振蕩器(DRVCO)，其振蕩頻率可通過改變調諧電壓來改變。電調諧介質振蕩器在微帶線一端連接變容二極管，微帶線再與介質振蕩器耦合來實現(xiàn)電調功能。耦合方式如圖4所示。

圖4 壓控介質振蕩器耦合

設計中，需要選擇噪聲性能較好的有源器件來實現(xiàn)低相噪介質振蕩器。本設計中選用的晶體管的截止頻率需是工作頻率的2倍以上[4]，這里選用了MWT公司的中功率場效應管，它是一種砷化鎵場效應管，工作頻段是500 MHz～26 GHz，增益典型值為8 dB,噪聲系數(shù)為2.0。介質基板的相對介電常數(shù)會影響能量，過大的話會使能量不能集中在介質塊中，有可能會導致振蕩器無法起振。根據(jù)以上分析，選擇的板材為Al2O3陶瓷，陶瓷基片(表面鍍金)的介電常數(shù)為10，而所用微波介質的介電常數(shù)為5 000～10 000，所以在微波介質和陶瓷基片的交界面會發(fā)生全反射，形成非常理想的諧振腔[5]。

DRVCO的頻率溫度穩(wěn)定度為一項重要指標，影響其高低溫下的工作帶寬。經分析，當振蕩器工作頻率與DR的諧振頻率f0之差非常小時(即f=f0)，且滿足振蕩的相位和振幅平衡條件，工作頻率隨溫度漂移Δf/fΔT同DR的溫度系數(shù)ζ、DR與微帶的耦合因子β、DR有載值QL以及有源電路相位漂移ΔΦ/ΔT有關，即：

(5)

式中：關鍵因素為DR的溫度系數(shù)ζ，需要在調試過程中選擇合適的介質。

最終設計的DRVCO中心頻率為fLO,在1～11 V的調諧范圍內達到±15 MHz的調諧帶寬，同時相位噪聲達到-110 dBc/Hz@100 kHz，通過調整介質的溫度系數(shù),DRVCO在-55℃～+85℃的溫度范圍內頻率溫度穩(wěn)定度為2 ppm/℃，滿足鎖相環(huán)電路的使用。

2.2 鎖相環(huán)路設計

如圖1所示，本設計采用下混鎖相的方式實現(xiàn)與發(fā)射信號的相干，發(fā)射信號經過與DRVCO信號下混到中頻信號，此信號提供給鑒相器，與輸入?yún)⒖歼M行相位比較，鑒相芯片產生的誤差電壓經過環(huán)路濾波器以后提供給DRVCO的電壓控制端，調節(jié)DRVCO輸出頻率，最終鎖定到設計所需的頻率。

根據(jù)鎖相環(huán)噪聲理論，鎖相環(huán)的帶內噪聲主要由晶體振蕩器、鑒相器、N分頻器和R分頻器相位噪聲差的那一環(huán)決定，而其帶外噪聲則主要取決于DRVCO的噪聲指標[6]。即PLL對參考晶振、鑒相器等帶內噪聲源呈現(xiàn)低通特性，而對DRVCO噪聲呈現(xiàn)高通特性。鑒相器對相位噪聲的貢獻可表示為：

(6)

式中：NP為相位噪聲；NTOT為鑒相器歸一化噪底；N為倍頻數(shù)；Fcomp為鑒相頻率。

在實際應用中，DRVCO的噪聲指標會影響鎖相環(huán)的帶內噪聲，特別在DRVCO的噪聲指標較差或在窄帶環(huán)(環(huán)路帶寬小于理論上理想的環(huán)路帶寬)應用中影響會更大。

在設計中由于晶振和中頻信號的頻率較低，因此鑒相器選用AD公司的鑒相芯片ADF4002,該鑒相芯片具有低噪底、低功耗等優(yōu)點。為實現(xiàn)低相噪鑒相頻率采用最大值fIF，經過公式(6)計算在該鑒相頻率下ADF4002鑒相器的噪底為：

參考晶振選用小型化溫補晶振，相位噪聲為-130dBc/Hz@1kHz、-135dBc/Hz@10kHz，選擇環(huán)路帶寬為500kHz，鎖相環(huán)路在1kHz、10kHz的相位噪聲主要由晶振決定。由于鎖相環(huán)路在1kHz、10kHz的相位噪聲遠低于發(fā)射信號的相位噪聲，因此本振信號的相位噪聲由發(fā)射信號決定，考慮到混頻器對噪聲的惡化，因此本振信號在1kHz、10kHz的實際相位噪聲要在發(fā)射信號的基礎上惡化2～3dB。

本方案中發(fā)射信號與本振信號的頻率較近，用濾波器將發(fā)射信號濾掉不現(xiàn)實，本設計利用隔離器和放大的反向隔離對發(fā)射信號進行抑制，在DRVCO功分后加隔離器與放大器，另外選用本振與射頻隔離較大的混頻器。實際情況中微波信號的空間電磁輻射也是微波泄漏的一個重要因素，因此在結構設計時要考慮各頻段之間的隔墻處理，防止空間泄漏。

3 抗振動設計

電子設備在使用過程中不可避免地受到振動和沖擊，在這種惡劣的環(huán)境下，電子設備將受到很大影響，據(jù)統(tǒng)計在引起電子設備失效的環(huán)境因素中，振動因素約占27%[7]。

為達到良好的抗振動效果，本設計中的電路板均燒結在盒體上，元器件均采用表面貼器件。振動敏感的部位要保持一定的厚度[8]，最終設計頻率源組件的體積為110mm×65mm×13mm。用ANSYS有限元分析軟件調用INVENTOR制圖軟件的三維結構，建立有限元模型，在安裝孔施加約束。通過模態(tài)分析可知，第1階固有頻率為3 015Hz，固有頻率較高，結構的剛度大。前8階固有頻率數(shù)據(jù)如表1所示，振型如圖5所示。

表1 模態(tài)分析固有頻率

圖5 4階模態(tài)分析振型位移

在20～80Hz，3dB/oct;80～350Hz,0.04g2/Hz;350～2 000Hz，-3dB/oct振動條件下，3σ等效應力最大值為2.34MPa。根據(jù)模塊在隨機振動過程中的最大應力來計算結構的安全裕度為：

滿足結構設計要求。

2個敏感部件(晶振和DRVCO)都裝配在應力很小的部位，圖6為振動時盒體內部等效應力分布。

圖6 振動等效應力分布

4 測試結果與分析

對環(huán)路濾波電路進行優(yōu)化后，外加相位噪聲為-93dBc/Hz@1kHz、-106dBc/Hz@10kHz的發(fā)射信號后，用E4440測試本振信號的靜態(tài)相位噪聲為-91dBc/Hz@1kHz、-105dBc/Hz@10kHz，雜散為-76dBc，測試結果如圖7(a)所示。振動敏感方向在20～80Hz，3dB/oct;80～350Hz,0.04g2/Hz;350～2 000Hz，-3dB/oct振動條件下，輸出信號相位噪聲為-89dBc/Hz@1kHz、-102dBc/Hz@10kHz，測試結果如圖7(b)所示。

圖7 相噪測試結果

從測試結果來看，Ku波段頻率的相位噪聲相比發(fā)射的相位噪聲惡化2～3dB，與理論分析結果基本一致，雜散抑制達到75dBc以上。在振動條件下1kHz處的外相位噪聲惡化不超過3dB。

5 結束語

本文介紹了一種基于混頻介質鎖相技術的Ku波段頻率源，實現(xiàn)了本振信號與發(fā)射信號的相位同步，具有相噪低、抗振動、體積小等優(yōu)點。通過調整DRVCO的輸出頻率以及編程控制ADF4002的分頻比，實現(xiàn)Ku波段頻率源輸出頻率的改變。該類型頻率源已應用于多個多普勒雷達系統(tǒng)中。

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[3] 唐軍.Ku波段介質穩(wěn)頻鎖相環(huán)頻率源設計[D].成都：電子科技大學,2006.

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Development of Ku-band Phase-locked Dielectric Resonator Frequency Source with Anti-vibration Performance

FENG Chun-jin,GAO Cui-zhuo,SONG Qing-hua

(The 13th Research Institute，CETC，Shijiazhuang 050051，China)

This paper presents a method of mixing dielectric resonator phase-locked loop,performs a mixing phase lock to obtain the local oscillation (LC) signal of Ku-band,realizes the phase synchronization between the LC signal and transmitting signal.The circuit design adopts a low noise floor phase discrimination chip and independent designed low phase noise Ku-band dielectric resonator voltage-control oscillator.Anti-vibration performance is fully considered in the structure design and structural mechanics simulation is performed by using ANSYS software,which brings well anti-vibration performance.The outline dimension is 110 mm × 65 mm × 13 mm.To the Ku-band frequency source,the test results show that the output power is 12 dBm，the clutter rejection ratio is more than 70 dBc，the phase noises are - 91 dBc /Hz@ 1 kHz，- 105 dBc /Hz@ 10 kHz in static state;the phase noises worsen no more than 3 dB at 1 kHz and 10 kHz in vibrant state.

dielectric resonator voltage control oscillator;phase-locked loop;anti-vibration;low phase noise

2014-12-22

TN94

A

CN32-1413(2015)02-0097-04

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2015.02.025