楊 亮，張慶磊，王珍珍，王傳剛

(西安電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院，陜西 西安 710071)

隨著DC/DC 變換器輸出功率的不斷提高，其各項性能也向著高頻、高功率密度、輕便化的方向發(fā)展。采用移相全橋零電壓軟開關(guān)控制方式的DC/DC 變換器在降低開關(guān)損耗的同時，提高了系統(tǒng)效率及穩(wěn)定性，因此在通信、計算機及工業(yè)控制領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。本文主要討論設(shè)計一種升壓式的移相全橋ZVS(Zero Voltage Switching)DC/DC 變換器。

1 系統(tǒng)總體設(shè)計

設(shè)計的DC/DC 升壓變換器，采用閉環(huán)反饋控制具有較完善的自身調(diào)整功能。如圖1 所示，其主要由:輸入、輸出整流濾波，移相全橋系統(tǒng)，驅(qū)動電路，DSP 控制系統(tǒng)，輔助電路和反饋電路組成。其中，DSP 控制電路主要包括以TMS320F2812 處理器為核心的移相控制PWM 產(chǎn)生電路、及其供電、時鐘、復(fù)位電路等，反饋電路包括:電壓采樣電路、差值電路、PI 調(diào)節(jié)電路，控制輔助電路又包括:輔助電源、保護電路等。

圖1 系統(tǒng)原理框圖

2 主要分系統(tǒng)設(shè)計

2.1 移相全橋電路

移相控制零電壓開關(guān)DC－DC 全橋變換器(Phaseshifted Zero Voltage Switching)，利用主電路中功率管的寄生電容及串聯(lián)在變壓器原邊的電感Lr或原邊漏感的特性來實現(xiàn)全橋的ZVS［1］。主電路如圖2 所示。

D1～D4和C1～C4分別是功率管M1～M4內(nèi)部寄生的反向并聯(lián)二極管、寄生電容，Lr為變換器原邊諧振電感，由原邊串聯(lián)電感和原邊漏感組成，TR 為輸出變壓器，DR1和DR2為輸出整流二極管。對于全橋變換器對角位置的兩個功率管來說，其驅(qū)動波形并不同步而是相差一定的相位，即其的導(dǎo)通存在一個移相角α。稱M1、M3為超前橋臂，M2、M4為滯后橋臂，無論是超前橋臂還是滯后橋臂，上下兩只功率管總是互補導(dǎo)通，且?guī)в幸欢ǖ乃绤^(qū)?？梢酝ㄟ^改變驅(qū)動信號相移角α的寬度來調(diào)整對角管的導(dǎo)通狀況［2］，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。

圖2 移相全橋電路結(jié)構(gòu)

圖3 主電路工作波形

分析可知兩個橋臂實現(xiàn)ZVS 的條件不同，超前橋臂容易實現(xiàn)，而滯后橋臂比較困難［2］。然而，如果提供的條件達到了滯后橋臂實現(xiàn)ZVS 的要求時，超前橋臂也就滿足了ZVS 的條件。因此可采用增加諧振電感和增大勵磁電流方法使滯后橋臂滿足ZVS 軟開關(guān)技術(shù)條件。

2.2 DSP 控制電路

DSP 控制部分主要采用TI 公司的TMS320F2812處理器。主要用到DSP 芯片的ADC 和EV(事件管理器)兩個主要功能模塊。其中ADC 模塊主要負責(zé)對電路參數(shù)進行采樣，采樣結(jié)果經(jīng)一系列運算后由EV 的PWM 單元產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號控制開關(guān)管的狀態(tài)，進而調(diào)節(jié)占空比，以實現(xiàn)對輸出電壓的控制。

(1)電壓采樣電路。設(shè)計中的電壓采樣電路如圖4所示，其核心功能是完成對輸出電壓的采樣，將采樣到的電壓信號送入到DSP 進行運算處理。由于DSP系統(tǒng)采用低電壓3.3 V 供電，而負載端輸出為較大的直流電壓，為有效控制采樣過程中噪聲信號對DSP 系統(tǒng)控制回路造成不良影響，因此在采樣電路和DSP 控制回路之間施加隔離［3］。設(shè)計中采用了性能穩(wěn)定、線性度好、抗干擾能力強的線性光耦TLP521－2［4］。

圖4 電壓采樣電路

(2)移相控制PWM 信號的產(chǎn)生。鑒于位于同一橋臂的兩個功率管PWM 驅(qū)動波形相位相差∏，且兩個橋臂的死區(qū)時間可按要求進行調(diào)整，同時4 個功率管各自的驅(qū)動信號占空比應(yīng)固定不變，加之移相角α(0≤α≤180°)由閉環(huán)反饋系統(tǒng)來控制調(diào)整，這3 個要求本設(shè)計采用TMS320F2812 處理器，利用全比較器CMPR1產(chǎn)生超前橋臂的互補PWM 驅(qū)動信號，全比較器CMPR2產(chǎn)生滯后橋臂的互補PWM 驅(qū)動信號。在周期中斷中分別給兩個比較器裝載上升沿計數(shù)比較門限值，在下溢中斷中分別裝載下降沿計數(shù)比較門限值［5］，如圖5 所示。

圖5 移相控制PWM 發(fā)生原理

2.3 驅(qū)動電路

設(shè)計中功率管工作在高頻開關(guān)狀態(tài)下，DSP 控制芯片易受外界干擾，為保證DSP 系統(tǒng)可靠工作，因此需在功率管與PWM 驅(qū)動信之間采取隔離措施。因此設(shè)計中采用的驅(qū)動芯片是IR2104S，其通過自舉方式，可提供10 ～20 V 的輸出電壓以及130 ～270 mA 的電流，足以驅(qū)動功率管工作。由于每個芯片可輸出兩路互補的驅(qū)動信號，所以需要兩塊芯片來驅(qū)動整個全橋［6］，其半橋驅(qū)動電路如圖6 所示。

圖6 半橋驅(qū)動電路

3 系統(tǒng)仿真

假定本設(shè)計的DC－DC 變換器技術(shù)指標(biāo)為:輸入電壓DC 50 V(±20%);輸出電壓DC 200 V;開關(guān)頻率20 kHz;最大輸出功率2 000 W;整機效率η≥90%;輸出電壓紋波系數(shù)≤2%，則可計算變換器主電路中各器件的參數(shù)［7－8］如圖7 所示。

圖7 變換器主電路結(jié)構(gòu)及參數(shù)配置

設(shè)定高頻變壓器的原副邊匝數(shù)比為1∶6，功率管選用態(tài)內(nèi)阻小、壓降低、驅(qū)動功率小、開關(guān)速度快的MOSFET 管，型號為IXTQ82N15P，其參數(shù)為VDSS=150 V，ID=82 A，RDS(on)=35 mΩ。主體電路運用了Matlab 2008 中功能比較完善的可視化仿真工具Simulink，實現(xiàn)系統(tǒng)模型動態(tài)的仿真和分析。

模型仿真得到超前橋臂和滯后橋臂的基準(zhǔn)信號，如圖8 所示。基準(zhǔn)頻率為20 kHz，可看出滯后橋臂的基準(zhǔn)信號比超前橋臂的延遲了約5 μs，將兩個橋臂的基準(zhǔn)信號與反饋信號經(jīng)比較運算后就可輸出具有一定相位差的PWM 驅(qū)動波形。

圖8 兩個橋臂基準(zhǔn)信號

4 路開關(guān)管驅(qū)動波形，如圖9 所示?？煽闯龉β使躆1、M3的波形超前M2、M4的波形一段時間，同一橋臂兩功率管的PWM 驅(qū)動波形互補且有一定的死區(qū)時間。

圖9 功率管驅(qū)動波形

如圖10 所示，為超前橋臂功率管M1、M3兩端的電壓波形和其對應(yīng)的驅(qū)動波形?？煽闯觯赑WM 信號徹底關(guān)斷后，約延時2 μs 后功率管兩端的電壓才上升到高電平，此時功率管關(guān)斷，實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷(Zero Voltage Turn－off);在PWM 信號的上升沿到來之前，功率管兩端的電壓已經(jīng)降到零，從而為零電壓開通(Zero Voltage Turn－on)做好了準(zhǔn)備。

圖10 超前橋臂ZVS 波形

如圖11 所示，為滯后橋臂功率管M2、M4兩端的電壓波形和其對應(yīng)的驅(qū)動波形。可看出，在PWM 驅(qū)動信號徹底關(guān)斷之后和高電平來臨之前，功率管兩端的電壓均出現(xiàn)短暫的拖尾現(xiàn)象，并未完全實現(xiàn)ZVS，而是以一個相對較低的電壓實現(xiàn)了關(guān)斷和開通，從而驗證了滯后橋臂實現(xiàn)ZVS 比較困難的結(jié)論。然而功率管的開通均是在較小的電壓情況下進行的，所以也達到了降低開通損耗的目的。

圖11 滯后橋臂ZVS 波形

4 結(jié)束語

設(shè)計的DC/DC 變換器，將DSP 處理器運用到對全橋電路的移相控制中，提升了變換器的實時調(diào)控能力，增強了輸出的穩(wěn)定性，同時通過DSP 編程控制PWM 信號，也為DC/DC 變換器的高精度數(shù)字控制提供了一個方向。

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