彭曉珊，舒澤芳，陳 敏，陳雨青（.貴陽學(xué)院電子與通信工程學(xué)院，貴陽 550005；.貴陽學(xué)院機(jī)械工程學(xué)院，貴陽 550005；.中南大學(xué)機(jī)電工程學(xué)院，長(zhǎng)沙 40075）

隨著人們環(huán)保意識(shí)的增強(qiáng)及能源的日益緊缺，以風(fēng)能為代表的新能源產(chǎn)業(yè)得到了長(zhǎng)足的發(fā)展［1-2］。為了將由風(fēng)能轉(zhuǎn)換而來的電能輸送到電網(wǎng)，通常需要由變流器將其轉(zhuǎn)換為幅值、頻率、相位與電網(wǎng)相一致的電能，從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的并網(wǎng)運(yùn)行。由于國(guó)內(nèi)MW級(jí)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)多為690V等級(jí)，且變流系統(tǒng)功率器件多為全控型IGBT、IGCT，造成流過功率器件的峰值電流過大。并聯(lián)技術(shù)可大大增加并網(wǎng)逆變系統(tǒng)功率等級(jí)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)N單元的冗余設(shè)計(jì)。

圖1所示為N+1單元并聯(lián)永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，然而，如何實(shí)現(xiàn)N+1單元的信息交互和控制同步將直接關(guān)系到并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的運(yùn)行效率和工作可靠性［3-8］。為此，本文提出了基于CAN總線的多逆變器并聯(lián)風(fēng)電并網(wǎng)系統(tǒng)控制方法。建立了共直流母線并聯(lián)型拓?fù)涞牡刃骄Ｐ停肅AN總線控制各逆變器正弦參考電壓的幅值以均分并網(wǎng)功率。采用TMS320F28335實(shí)現(xiàn)全數(shù)字化并聯(lián)風(fēng)電系統(tǒng)設(shè)計(jì)，并基于55 kW永磁風(fēng)電樣機(jī)對(duì)所提方法進(jìn)行性能驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)表明，CAN總線同步驅(qū)動(dòng)方法保證了多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的數(shù)據(jù)交互性和同步性。

圖1 N+1單元并聯(lián)永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)

1 三相并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

單個(gè)三相變換器的理想開關(guān)模型如圖2所示。圖中p、n分別為直流側(cè)正、負(fù)母線。功率器件的開關(guān)函數(shù)定義如下：

以直流母線的負(fù)端為參考點(diǎn)，根據(jù)基爾霍夫電壓電流定律建立三相變換器的開關(guān)函數(shù)模型為

式中：udc、idc分別為直流側(cè)的電壓、電流；RC分別為直流側(cè)的電阻、電容；L為交流側(cè)的濾波電感；ua、ub、uc分別為變換器交流側(cè) ABC相電壓；ia、ib、ic分別為變換器交流側(cè)ABC相電流；sa、sb、sc分別為變換器ABC相的開關(guān)函數(shù)；uAN、uBN、uCN分別為電網(wǎng)ABC相電壓；uN為電網(wǎng)中點(diǎn)相對(duì)于參考點(diǎn)的電壓。

圖2 并網(wǎng)逆變器理想開關(guān)模型

2 并聯(lián)逆變系統(tǒng)環(huán)流特性分析

在單套永磁直驅(qū)風(fēng)電變流器中，由于不存在環(huán)流路徑，即使存在零序電壓也不會(huì)引起環(huán)流，但在共直流母線并聯(lián)型系統(tǒng)中存在著兩條環(huán)流路徑，這兩條環(huán)流路徑均為低阻抗回路，即使零序電壓很小，也會(huì)產(chǎn)生很大的環(huán)流，并且2個(gè)模塊的零序電流大小相等，方向相反，即

為了簡(jiǎn)化系統(tǒng)模型對(duì)其進(jìn)行坐標(biāo)變換，即將模型由三相靜止坐標(biāo)系變換到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下。在單個(gè)PWM變流器控制時(shí)，通常進(jìn)行二維坐標(biāo)變換，即abc/dq變換，這是因?yàn)閱蝹€(gè)變流器零序電流為零。而對(duì)于并聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由于存在零序分量，常規(guī)的二維坐標(biāo)變換無法得到零軸分量，因此這里采取三維坐標(biāo)abc/dqo變換，定義坐標(biāo)變換矩陣：

利用矩陣T就可以將三相靜止坐標(biāo)系下的交流量Xabc變換為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直流量Xdqz，即

根據(jù)式（1）～式（5）描述的三相靜止坐標(biāo)系下共直流母線并聯(lián)型變流器的數(shù)學(xué)模型，由三維坐標(biāo)變換可以得到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下共直流母線并聯(lián)型變流器的數(shù)學(xué)模型：

由式（5）～式（9）可以得到共直流母線并聯(lián)型變流器的平均模型，兩機(jī)側(cè)變換器之間零軸占空比的不一致導(dǎo)致的，即dz1≠dz2，通過調(diào)節(jié)dz1或dz2可以達(dá)到調(diào)節(jié)機(jī)側(cè)環(huán)流的目的，且系統(tǒng)環(huán)流阻抗為兩組機(jī)側(cè)線路電阻和兩組機(jī)側(cè)電感，將并網(wǎng)逆變系統(tǒng)環(huán)流進(jìn)一步表示為圖3所示為α-β-z坐標(biāo)系下電流矢量軌跡，電流矢量的αβ軸分量vα、vβ波形呈正弦波，且兩者之間相差90°，滿足并網(wǎng)逆變系統(tǒng)控制目標(biāo)，但由于零軸分量iz的存在，在αβz坐標(biāo)下控制矢量存在明顯的振蕩。因此，當(dāng)并網(wǎng)逆變系統(tǒng)并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，必須對(duì)零軸分量加以控制。

圖3 α-β-z坐標(biāo)系下電流矢量軌跡

3 180°載波移相PWM環(huán)流抑制方法

單個(gè)并網(wǎng)逆變器中環(huán)流通路不存在，通常不考慮零序分量。當(dāng)2個(gè)變換器并聯(lián)時(shí)，由于存在了環(huán)流通路，即使2個(gè)變換器零序占空比之差較小，也會(huì)形成較大的零序電流，這是因?yàn)榱爿S是個(gè)僅含有電感的無阻尼回路。因此在2個(gè)變換器并聯(lián)時(shí)，需要考慮零序分量，如圖4所示。

圖4 零矢量占空比修正原理

并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中通常采用的SVPWM方式，采用2個(gè)非零矢量Vi（i=1，2，…，6）和零矢量Vi（i=0，7）來合成控制矢量。設(shè)2個(gè)非零矢量的占空比分別為d1、d2，零矢量占空比為d0，則

當(dāng)2個(gè)變換器的給定電流相等時(shí)，電流調(diào)節(jié)器輸出的電壓給定值基本相等，即逆變器1、2單元的非零矢量占空比等效，零序電流在dqz旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型簡(jiǎn)化為

可以看出，零軸與dq軸完全解耦，且為一階系統(tǒng)，因此零序電流環(huán)的帶寬可以設(shè)計(jì)較高，故選用PI調(diào)節(jié)器為零序環(huán)流調(diào)節(jié)器，將零序電流的給定值iz*與實(shí)際值iz作差，即可得到零矢量的修正值為

圖5所示為多逆變器并聯(lián)永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變系統(tǒng)控制框圖。在電壓、電流雙閉環(huán)控制的基礎(chǔ)上，2個(gè)并聯(lián)的變換器均分電流，通過2個(gè)SVPWM模塊實(shí)現(xiàn)載波移相180°完成多重化調(diào)制。為了控制零序環(huán)流，仿照d軸和q軸電流控制的原理引入z軸反饋控制。將環(huán)流指令值iz*設(shè)置為0，檢測(cè)每個(gè)變換器實(shí)際的z軸電流，將這2個(gè)電流的差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器，然后根據(jù)d、q和z軸電流PI調(diào)節(jié)器輸出綜合SVPWM調(diào)制電壓矢量u*?？梢钥闯?，保證逆變器1、2在信息上的交互以及PWM輸出脈沖的同步性意義重大。

圖5 多逆變器并聯(lián)永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變系統(tǒng)控制框圖

4 多逆變器并聯(lián)CAN總線系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

基于CAN總線的多逆變器并聯(lián)風(fēng)電并網(wǎng)系統(tǒng)通信架構(gòu)如圖5（a）所示，采用總線式多主多從網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。整個(gè)控制系統(tǒng)由3部分組成：CAN總線、上級(jí)PC機(jī)、DSP控制系統(tǒng)。系統(tǒng)采用PC機(jī)作為監(jiān)控主機(jī)，實(shí)現(xiàn)對(duì)各節(jié)點(diǎn)的監(jiān)控和管理；CAN總線接口卡完成CAN協(xié)議的物理層和數(shù)據(jù)鏈路層功能，實(shí)現(xiàn)PC機(jī)與CAN總線之間的通信；各從節(jié)點(diǎn)通過DSP完成數(shù)據(jù)的收發(fā)和對(duì)交流電機(jī)的控制。圖5（b）為55 kW永磁直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電機(jī)組并網(wǎng)逆變系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。主回路部分：電網(wǎng)電壓為380 V/50 Hz，網(wǎng)側(cè)電抗器L=0.8 mH；直流側(cè)電容C=5 mF。主控制器為TI公司的浮點(diǎn)型DSP（TMS320F28335），邏輯控制器為賽靈思公司的FPGA（Sparten3E），IGBT單元為Semi?kron公司的75GB124D。

圖6 多逆變器并聯(lián)風(fēng)電并網(wǎng)系

圖7為并聯(lián)多重化前后三相逆變器的電壓、電流及其FFT分析結(jié)果，圖中uab1為逆變器1的AB線電壓，ia1為逆變器1的A相電流，uab為多重化后的并網(wǎng)AB相線電壓，ia為網(wǎng)側(cè)的A相電流?？梢钥闯?，多重化技術(shù)效果顯著，線電壓由3階梯PWM波形增加至5階梯，電壓正弦度和對(duì)電網(wǎng)du/dt沖擊均得到改善，相應(yīng)的網(wǎng)側(cè)電流ia的高頻紋波也得到有效抑制。進(jìn)一步FFT頻譜分析結(jié)果可知，系統(tǒng)開關(guān)頻率5 kHz附近的特征次諧波已被完全消除，系統(tǒng)等效開關(guān)頻率已由實(shí)際的5 kHz增長(zhǎng)至10 kHz，網(wǎng)側(cè)電流諧波的總畸變率THD（Total Harmonic Distortion）由12.5%降低至5.2%，并網(wǎng)電流品質(zhì)得到大幅改善。

圖8為零序環(huán)流的控制效果圖，圖中ia1、ia2為逆變器1、2的A相電流，iz1、iz2為變換器間的z軸電流。從圖8（a）中可以看出，無零序環(huán)流控制時(shí)，相電流ia1、ia2嚴(yán)重不平衡，系統(tǒng)存在峰值20 A的零序環(huán)流iz；圖8（b）中加入零序環(huán)流控制以后，相電流ia1、ia2平衡度明顯提高，系統(tǒng)零序環(huán)流iz得到有效抑制。從圖8（c）可以看出，電網(wǎng)側(cè)變換器的多重化效果十分明顯，開關(guān)頻率5 kHz附近的諧波已經(jīng)幾乎完全抵消掉了。多重化后系統(tǒng)的開關(guān)頻率相當(dāng)于10 kHz，這樣可以大大減小進(jìn)入電網(wǎng)的諧波電流，更好地滿足風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)。

圖7 多重化前、后逆變器電壓、電流及頻譜分析結(jié)果

圖8 環(huán)流抑制單元投入前、后運(yùn)行結(jié)果

6 結(jié)論

針對(duì)多逆變器并聯(lián)風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)同步運(yùn)行控制問題，提出了基于CAN總線的多逆變器并聯(lián)風(fēng)電并網(wǎng)系統(tǒng)控制方法，并基于55kW樣機(jī)對(duì)所提方法進(jìn)行性能驗(yàn)證，可以得出以下結(jié)論：

（1）將多逆變器并聯(lián)載波移相PWM技術(shù)應(yīng)用于PMSG并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中，可有效提升系統(tǒng)等效開關(guān)頻率，保證并網(wǎng)逆變系統(tǒng)電網(wǎng)接入端口的電流品質(zhì)；

（2）CAN總線同步驅(qū)動(dòng)方法保證了多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的數(shù)據(jù)交互性和同步性，實(shí)現(xiàn)了PMSG風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)平滑、無沖擊并網(wǎng)，保證了并網(wǎng)接入點(diǎn)的動(dòng)、穩(wěn)態(tài)電能品質(zhì)。

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彭曉珊（1978-），男，漢族，湖南岳陽人，碩士，副教授，主要研究領(lǐng)域?yàn)閼?yīng)用電子技術(shù)；

舒澤芳（1979），女，漢族，貴州貴陽人，碩士，副教授，主要研究領(lǐng)域?yàn)楝F(xiàn)場(chǎng)總線應(yīng)用技術(shù)。