陳　松，榮　軍(湖南理工學(xué)院信息與通信工程學(xué)院，湖南岳陽414006)

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一種簡易數(shù)字控制頻率特性測試儀的設(shè)計

陳松*，榮軍
(湖南理工學(xué)院信息與通信工程學(xué)院，湖南岳陽414006)

摘要:設(shè)計了一個以STM32F407為控制核心的簡易頻率特性測試儀系統(tǒng)，可以實現(xiàn)了在1 MHz～40 MHz頻率范圍內(nèi)，對雙端口網(wǎng)絡(luò)的幅頻和相頻特性進行測量。利用模擬乘法器AD835和二階有源低通濾波器設(shè)計出正交解調(diào)電路，然后由高精度ADC芯片ADS1271完成模數(shù)轉(zhuǎn)換，最后由顯示模塊顯示被測網(wǎng)絡(luò)的幅頻和相頻特性。通過測試，本系統(tǒng)能正確的繪制被測網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線，顯示其中心頻率和3 dB帶寬，并且其電壓增益精度優(yōu)于0.5 dB，相位精度優(yōu)于5°。

關(guān)鍵詞:頻率特性測試;數(shù)字控制;零中頻正交解調(diào);品質(zhì)因數(shù)

頻率特性測試儀簡稱掃頻儀，用于測量二端口線性非時變網(wǎng)絡(luò)的頻率特性，也可以測量其中心頻率、帶寬、帶外衰減、增益等參數(shù)，是線性系統(tǒng)頻域測量的重要儀器之一。傳統(tǒng)的模擬式掃頻儀體積龐大且不能直接得到相頻特性，更不能保存和打印頻率特性圖，同時目前市場的數(shù)字頻率特性測試儀一般價格昂貴，幾千上萬的價格對于低端應(yīng)用場合的用戶是很難接受的，并且硬件設(shè)計較為復(fù)雜，功耗大，很多專業(yè)功能并不常用［1－2］。為此，本文設(shè)計了一套簡易便攜式數(shù)字頻率特性測試儀。該系統(tǒng)以STM32為控制核心，采用數(shù)字直接頻率合成技術(shù)專用集成芯片AD9854產(chǎn)生正交掃頻信號，實現(xiàn)掃頻信號頻率步進可調(diào)、被測網(wǎng)絡(luò)幅頻和相頻特性曲線的繪制、以及中心頻率和帶寬等參數(shù)的測量。此外，系統(tǒng)具有良好的人機接口，其掃頻初始頻率及步進值能通過矩陣鍵盤進行設(shè)置，靈活性較好，同時數(shù)據(jù)和曲線的顯示采用了TFT彩色液晶屏，讀數(shù)方便，清晰美觀。是一款性價比高，且實用性比較強的產(chǎn)品。

1　頻率特性測試儀的系統(tǒng)方案

本系統(tǒng)以STM32F407作為控制核心，結(jié)合DDS芯片AD9854產(chǎn)生正交掃頻信號;根據(jù)零中頻正交解調(diào)原理，采用乘法器AD835進行信號相乘，LPF采用兩階有源低通濾波，ADC轉(zhuǎn)換采用ADS1271，最后信號送入STM32F40進行幅頻特性和相頻特性的數(shù)據(jù)分析與顯示。系統(tǒng)總體框圖如圖1所示。為了便于以下的分析，其中圖1中標(biāo)示的數(shù)字符號①②③④⑤⑥分別表示:①正交信號源的I路輸出端;②正交信號源的Q路輸出端;③被測網(wǎng)絡(luò)的輸出端;④I路模擬相乘測試點;⑤Q路模擬相乘測試點; I路濾波輸出;⑥Q路濾波輸出端。

圖1　頻率特性測試儀系統(tǒng)框圖

1.1零中頻正交解調(diào)的基本理論

傳統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)方式是無線電信號RF(射頻)進入天線，轉(zhuǎn)換為IF(中頻)，再轉(zhuǎn)換為基帶(I、Q信號)。而零中頻就是信號直接由RF變到基帶，不經(jīng)過中頻的調(diào)制解調(diào)方法［3］。而正交解調(diào)正是實現(xiàn)零中頻的一種關(guān)鍵技術(shù)。正交解調(diào)模型如圖2所示。

圖2　正交解調(diào)結(jié)構(gòu)框圖

輸入信號S(t)被分成兩路信號分別進行處理。其中本振信號也分成兩路，對其中一路進行90°相移，得到與另一路正交的信號。這兩路本振信號分別與S(t)的兩路信號進行運算，得到兩路正交的信號，即I路和Q路信號，緊接著分別對兩路正交信號進行低通濾波，然后對這兩路正交信號進行A/D轉(zhuǎn)換，得到數(shù)字域的I/Q信號，再根據(jù)具體的調(diào)制信息進行相應(yīng)的解調(diào)，得到所需的基帶信號。不但能得到信號的復(fù)包絡(luò)，而且方便地獲得了信號的幅度和相位信息［4］。

1.2測量公式的推導(dǎo)

如圖1所示，設(shè)掃頻信號源(AD9854)輸出端①和②的正交信號分別為:

式中:ui1經(jīng)被測網(wǎng)絡(luò)后輸出信號③可表示

式中:A'代表被測網(wǎng)絡(luò)對信號的幅度影響，φ代表被測網(wǎng)絡(luò)對信號的相位影響。

①和③兩路信號送入上支路乘法器(AD835)進行相乘，而輸出信號④為

②和③兩路信號送入下支路乘法器(AD835)進行相乘，而輸出信號⑤為

輸出信號④經(jīng)上支路低通濾波器(LPF)濾波后，其中高頻成分被濾除，僅輸出低頻分量，故⑥點信號可表示為

同理，下支路LPF輸出⑦點信號可表示為

由式(6)和式(7)可見，經(jīng)過零中頻正交解調(diào)，就可得到I和Q兩路信號。由上可見，uI與uQ中均包含了被測網(wǎng)絡(luò)對信號的附加幅度衰減A'和附加相移φ信息。將⑥點信號與⑦點信號分別平方后相加，即可求出A'為

所以被測網(wǎng)絡(luò)增益為

式(9)和式(10)分別表示了點頻工作時的幅度及相位，以掃頻方式改變掃頻源頻率，即可得到被測網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性曲線。由此即可編制算法程序，由主控完成幅頻特性和相頻特性的計算與顯示。

被測網(wǎng)絡(luò)相移為

2　頻率特性測試儀硬件電路設(shè)計

2.1電源和時鐘電路設(shè)計

系統(tǒng)供電和系統(tǒng)時鐘對整個電路能否正常穩(wěn)定的工作起著關(guān)鍵性作用，因此應(yīng)優(yōu)先分析系統(tǒng)功耗，選擇合理的供電方案;在PCB布局中也應(yīng)優(yōu)先考慮兩者的位置，減少電源噪聲，抑制時鐘信號的高頻干擾。由于AD9854采用3.3 V單電源供電，其電源引腳分為模擬電源AVDD和數(shù)字電源DVDD兩種類型，整個芯片的最大功耗4.06 W。因此系統(tǒng)采用兩片輸出電流最大為1 A的線性電源NCV1117進行電平轉(zhuǎn)換，把5 V轉(zhuǎn)換為3.3 V，分別為AD9854芯片的模擬部分和數(shù)字部分提供電源［5］，如圖3所示。

2.2濾波及放大電路設(shè)計

本系統(tǒng)要求掃頻信號頻率范圍為1 MHz～40 MHz，為保證輸出信號的幅度平坦度，折衷選取平坦濾波器—巴特沃斯濾波器，其濾波器的參數(shù)設(shè)置為100 MHz七階低通濾波器。同樣的為保證輸出信號的平坦度，系統(tǒng)采用了一款具有高達6 500 V/μs的轉(zhuǎn)換速率、420 MHz的－3 dB帶寬和良好的帶內(nèi)平坦度、在110 MHz時增益僅下降0.1 dB的高速電流反饋放大器THS3001，同時進行阻抗匹配，設(shè)計其輸出阻抗為50 Ω［6］。濾波與放大電路圖如圖4所示。

圖3　AD9854供電電路圖

圖4　濾波與放大電路圖

2.3零中頻正交解調(diào)電路設(shè)計

根據(jù)圖2所示的正交解調(diào)結(jié)構(gòu)框圖知，零中頻正交解調(diào)電路主要由模擬乘法器和低通濾波器構(gòu)成。由上面的理論分析知，系統(tǒng)需要測量相乘并濾波后的隨頻率變化的直流分量，而這個直流分量是mV級的，因此要求模擬乘法器具有極低的相乘噪聲，以及在系統(tǒng)要求的帶寬內(nèi)具有良好的線性度，同樣的也要求低通濾波器具有極低的濾波噪聲。本設(shè)計采用AD835作為正交解調(diào)的模擬乘法器，以NE5532構(gòu)成低通濾波器，可以滿足上述性能要求。下面分別闡述其硬件電路設(shè)計。首先是模擬乘法模擬電路的設(shè)計，AD835是一款電壓輸出型四象限模擬乘法器，帶寬高達250MHz，很適合寬帶正交解調(diào)應(yīng)用。由于片內(nèi)電路的優(yōu)化和帶隙電壓基準(zhǔn)的使用，AD835的輸出噪聲典型值僅為，保證了相乘信號盡可能小的失真。另外，AD835需要的外圍電路非常少，配置相當(dāng)方便，其基本連接電路如圖5所示［7］。

系統(tǒng)掃頻信號頻率范圍為1 MHz～40 MHz，根據(jù)式(4)和式(5)可知，乘法器之后的低通濾波器需將的信號濾掉，同時無失真地保留隨掃頻信號頻率變化的低頻信號，此處可以設(shè)計一個截止頻率為1 kHz的二階有源低通濾波器，在實際電路設(shè)計過程中，采用高性能低噪聲雙運算放大器NE5532搭建截止頻率為1 kHz的二階有源低通濾波器。電路原理圖如圖6所示［8］。

圖5　AD835構(gòu)成的模擬乘法器電路圖

圖6　NE5532構(gòu)成的二階低通濾波器電路圖

2.4高精度ADC電路設(shè)計

根據(jù)前面的理論分析，濾波后直流信號變化范圍在幾十μV到幾百mV之間變化，同時要達到電壓

2.5標(biāo)準(zhǔn)被測網(wǎng)絡(luò)的電路設(shè)計

由于系統(tǒng)需要進行誤差分析和誤差矯正，因此需要設(shè)計各種不同標(biāo)準(zhǔn)被測網(wǎng)絡(luò)以方便后期調(diào)試和測試。這里以RLC串聯(lián)諧振回路為例簡述其設(shè)計過程。這里設(shè)計標(biāo)準(zhǔn)被測網(wǎng)絡(luò)是中心頻率為20 MHz的RLC串聯(lián)諧振回路，串聯(lián)諧振回路主要參數(shù)可表示為:

諧振頻率:

品質(zhì)因數(shù):增益0.1 dB，相移0.1°測量分辨率，則需要前端的電壓測量達到μV級分辨率。這就要求ADC極高的測量精度和信噪比，為此本系統(tǒng)采用了ADS1271，它是24位Delta-Sigma型工業(yè)級ADC［8］，ADS1271內(nèi)部具有一個Delta-Sigma調(diào)制器，后面連接一個可編程數(shù)字濾波器。調(diào)制器使用差分參考電壓VREF=(VREFPVREFN)來測量差分輸入VIN=(AINP－AINN)。數(shù)字濾波器收到調(diào)制器傳來的信號并進行低噪聲的數(shù)字輸出。其硬件設(shè)計重點在參考電壓、系統(tǒng)時鐘和單端輸入的信號接口電路的設(shè)計上。本設(shè)計參考電壓由精密微功耗并聯(lián)電壓基準(zhǔn)芯片LM4040－N和NE5532低噪聲運放構(gòu)成，為ADS1271提供2.5 V的參考電壓;時鐘由24 MHz有源晶振提供;接口電路則參考數(shù)據(jù)手冊典型電路設(shè)計，由全差動I/O音頻放大器OPA1632構(gòu)成［9］。其主電路原理圖如圖7所示。

通頻帶:

依照設(shè)計要求，此處設(shè)計的RLC串聯(lián)諧振回路元件參數(shù)為:R取108.2 Ω，L取3.39 μH，C取18 pF。另外，被測網(wǎng)絡(luò)的接入必須滿足阻抗匹配要求。輸入阻抗匹配是通過一個50 Ω電阻串聯(lián)RLC到地，RLC直接接入AD835，由于AD835的輸入阻抗為100 kΩ，故可近似的認為輸入阻抗為50 Ω。50 Ω輸出阻抗通過在THS3001之后串聯(lián)一個50 Ω電阻來實現(xiàn)。電路如圖8所示。

圖7　ADS1271高精度采樣電路圖

圖8　RLC串聯(lián)被測網(wǎng)絡(luò)與匹配電路圖

3　頻率特性測試儀軟件程序設(shè)計

本設(shè)計軟件部分主要完成以下工作:①控制正交信號源輸出點頻正交信號和掃頻正交信號;②根據(jù)ADC轉(zhuǎn)換后的I、Q數(shù)字信號，計算待測網(wǎng)絡(luò)的電壓增益和相位;③在規(guī)定的時間內(nèi)繪制、顯示幅頻特性和相頻特性曲線。其總體軟件流程圖如圖9所示。

圖9　總體軟件流程圖

3.1 ADS1271的控制程序設(shè)計

ADS1271的通信接口只支持SPI以及幀同步傳輸，不支持并口。因此本系統(tǒng)將STM32主控的一個硬件SPI配置成主設(shè)備模式與其通信，當(dāng)ADS1271數(shù)據(jù)采用完成時DRDY將變?yōu)榈碗娖剑|發(fā)STM32產(chǎn)生中斷，進入中斷后STM32啟動數(shù)據(jù)讀取操作，當(dāng)數(shù)據(jù)讀取完后DRDY又恢復(fù)到高電平，如此反復(fù)進行。當(dāng)STM32中斷服務(wù)程序讀取一定數(shù)量的采樣值后，就會產(chǎn)生一次采樣完成信號量，通知主程序可以進行數(shù)據(jù)的數(shù)字濾波、電壓增益和相移的求取以及電壓增益和相移顯示或幅頻特性曲線的描繪工作了，采集流程圖如圖10［10］所示。

圖10　數(shù)據(jù)采集流程圖

3.2圖形顯示界面設(shè)計

圖形顯示界面根據(jù)功能設(shè)計了4個工作界面分別是:正交信號源鍵控輸出界面、掃頻輸出設(shè)置界面、點頻測量界面和幅頻特性曲線繪制界面。界面與界面之間由功能選擇鍵進行靈活切換。其中正交信號源鍵控輸出界面比較簡單，主要顯示當(dāng)前信號源的輸出頻率，頻率值可由鍵盤進行設(shè)置，設(shè)置方式有兩種:步進方式分為10 kHz、100 kHz和1 MHz 3個檔位，這是一種便捷快速的設(shè)置方式;數(shù)字鍵直接輸入方式，這種方式可精確的設(shè)置輸出頻率。兩種方式各有優(yōu)勢，結(jié)合在一起便可使用戶更加靈活快速進行參數(shù)的設(shè)置。其界面如圖11所示。

掃頻輸出設(shè)置界面，主要設(shè)置掃頻輸出的起始、終止和步進頻率，如圖12所示。

點頻測量界面，主要功能是測量單頻點的測量電壓增益和相移，如圖13所示。

幅頻特性曲線繪制界面，則顯示了被測網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線和相頻特性曲線，并在坐標(biāo)的上面顯示了中心頻率和－3dB帶寬，由于采用250×200的像素同時顯示幅度和相位曲線，不足以完整顯示曲線，因此系統(tǒng)增加了對曲線進行線性壓縮和放大的功能，以完整光滑的顯示曲線。如圖14所示。

圖11　正交信號源鍵控輸出界面

圖12　掃頻輸出設(shè)置界面

圖13　點頻測量界面

圖14　幅頻特性曲線繪制界面

4　實驗結(jié)果及分析

4.1技術(shù)指標(biāo)

正交掃頻信號源技術(shù)指標(biāo):頻率范圍為1 MHz～40 MHz，頻率穩(wěn)定度≤10－4;頻率可設(shè)置，最小設(shè)置單位100 kHz;正交信號相位差誤差的絕對值≤5°，幅度平衡誤差的絕對值≤5%。信號電壓的峰峰值≥1V，幅度平坦度≤5%;可掃頻輸出，掃頻范圍及頻率步進值可設(shè)置，最小步進100 kHz。點頻測量技術(shù)指標(biāo):幅頻測量誤差的絕對值≤0.5 dB，相頻測量誤差的絕對值≤5°;數(shù)據(jù)顯示的分辨率:電壓增益0.1 dB，相移0.1°。掃頻測量技術(shù)指標(biāo):顯示幅頻特性曲線和相頻特性曲線，要求具有電壓增益、相移和頻率坐標(biāo)刻度;顯示其中心頻率和－3 dB帶寬，頻率數(shù)據(jù)顯示的分辨率為100 kHz。測試系統(tǒng)采用的測試儀器為:FLUKE 17B數(shù)字萬用表、RIGOL DS6064數(shù)字存儲示波器和AV3296A一體化矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀。制作的簡易數(shù)字控制頻率特性測試儀實物圖如圖15所示。

圖15　頻率特性測試儀系統(tǒng)實物圖

4.2測量結(jié)果及分析

正交掃頻信號源輸出若干點頻信號，用示波器測量比較各觀測點頻率正交信號的相位誤差絕對值，同時比較正交信號的幅度平衡誤差。測量結(jié)果如表1所示，各觀測頻率點的相位誤差絕對值≤5°，幅度平衡誤差≤5%，達到了設(shè)計要求。

表1　正交信號相位誤差和幅度平衡誤差測量

正交掃頻信號源輸出若干點頻信號，用示波器測量各觀測點頻率信號的電壓幅度峰峰值，并根據(jù)測試數(shù)據(jù)計算得到輸出信號幅度平坦度。測量結(jié)果如表2所示，各觀測頻率點的電壓幅度峰峰值≥1 V，輸出信號幅度平坦度幅度≤5%，達到了設(shè)計要求。

表2　正交信號電壓的峰峰值和幅度平坦度測量

設(shè)定正交掃頻信號源不同的掃頻輸出范圍，按照100 kHz步進頻率進行掃頻輸出，用示波器測量各次掃頻輸出的10次掃頻時間再求平均值。測量結(jié)果如表3所示，信號源可設(shè)置不同的掃頻范圍以及頻率步進值，最小頻率步進達到100 kHz，一次掃頻時間均≤2 s，達到了設(shè)計要求。

采用本頻率特性測試儀測量待測網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性和相頻特性，然后將結(jié)果與矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(AV3296A)的測量結(jié)果進行比較分析。測量結(jié)果如表4和表5所示，各觀測頻點幅頻測量誤差的絕對值均小于0.5 dB，相頻測量誤差的絕對值均≤5°，達到了設(shè)計要求。

表3　掃頻范圍和掃頻時間測量

表4　幅頻測量

表5　相頻測量

分別采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀(AV3296A)和本頻率特性測試儀對自制的標(biāo)準(zhǔn)被測RLC串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)進行線性掃頻測試，然后比對測試結(jié)果。測量結(jié)果如表6所示，該諧振回路中心頻率為19.617 MHz，誤差的絕對值≤5%，有載品質(zhì)因數(shù)為3.848，誤差的絕對值≤5%，有載最大電壓增益≥－1 dB，頻率特性測試儀各項指標(biāo)均達到預(yù)期的設(shè)計要求。

表6　被測網(wǎng)絡(luò)參數(shù)測量比較

5　結(jié)論

本文設(shè)計了一個簡易頻率特性測試儀，系統(tǒng)的設(shè)計過程為:系統(tǒng)的方案論證、核心器件的選型、模塊化的硬件設(shè)計、系統(tǒng)的軟件設(shè)計和系統(tǒng)的綜合調(diào)試。從對本系統(tǒng)的各類指標(biāo)測試可知，其正交掃頻信號源各項性能達到或超過了設(shè)計要求，頻率特性測試儀各項功能和測試精度均滿足設(shè)計要求，可顯示被測網(wǎng)絡(luò)的中心頻率和－3 dB帶寬，可掃頻測量和顯示被測網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性曲線及相頻特性曲線。并且根據(jù)按鍵的不同選擇實現(xiàn)相應(yīng)功能，如點頻測量、掃頻測量等，并且能夠?qū)μ匦郧€進行靈活的放大和縮小，人機交互友好，界面顯示美觀。本設(shè)計大部分采用了現(xiàn)代的集成電路構(gòu)成系統(tǒng)的主要組成部分，巧妙設(shè)計了高頻信號變換到低頻信號的變換電路，省掉去較為復(fù)雜的高頻幅度檢測和相位檢測電路，在同時兼顧性能和指標(biāo)的基礎(chǔ)之上，研制出了成本低、功耗低和體積小的簡易全數(shù)字式頻率特性分析儀，十分具有應(yīng)用價值。

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陳　松(1973－)，男，漢族，湖南平江人，碩士，講師，湖南理工學(xué)院信息與通信工程學(xué)院，主要從事學(xué)生課外科技活動和組織工作，296063370@qq.com。

Regenerative Braking System of Electric Vehicle Based on Fuzzy Control*

ZHANG Keling，QIAN Xiangzhong*
(Wenzhou University Physics and Electronic Information，Wenzhou Zhejiang 325035 China)

Abstract:To improve energy usage efficiency and prolong the driving distance of electric vehicles(EVs)under the condition of ensuring braking quality，a creative regenerative braking system(RBS)is presented.The RBS is adapted to brushless DC(BLDC)motor，and it emphasizes on the distribution of the braking force，as well as BLDC motor control.BLDC motor control utilizes the traditional PID control and the distribution of braking force adopts fuzzy logic control.Because the fuzzy reasoning is slower than PID control，the braking torque can be real-time controled by PID control.The simulation results are showed by analyzing battery state of charge(SOC)，braking force and DC bus current under the environment of MATLAB and SIMULINK.The simulation results verified that the proposed method is realizable for practical implementation.

Key words:electric vehicles; regenerative braking system; fuzzy control; PID control; brushless DC motor

doi:EEACC:852010.3969/j.issn.1005－9490.2015.04.032

收稿日期:2014－09－28修改日期:2014－10－20

中圖分類號:TN741

文獻標(biāo)識碼:A

文章編號:1005－9490(2015)04－0868－08