徐平凡，肖文勛，劉承香

(1.中山職業(yè)技術學院，電子信息工程學院，廣東中山528404;2.華南理工大學，電力學院，廣州510640; 3.深圳艾默生網(wǎng)絡能源有限公司，廣東深圳518000)

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ZVS移相全橋低壓大電流開關電源的設計*

徐平凡1*，肖文勛2，劉承香3

(1.中山職業(yè)技術學院，電子信息工程學院，廣東中山528404;
2.華南理工大學，電力學院，廣州510640; 3.深圳艾默生網(wǎng)絡能源有限公司，廣東深圳518000)

摘要:設計制作了一款ZVS移相全橋變換器的低壓大電流開關電源，詳細闡述了部分電路的設計過程和參數(shù)計算，并通過抑制橋式變換器中超前/滯后橋臂功率管的高頻諧振，降低主電路中上下橋臂的直通風險。最后設計制作的3 kW(15 V/200 A)低壓大電流電源驗證了設計的可行性，給出了詳細的實驗結果，整機效率達90%以上，對電源開發(fā)者有一定的借鑒作用。

關鍵詞:ZVS移相全橋;高頻諧振;橋臂直通問題;低壓大電流

零電壓開關移相全橋(FB-ZVSPWM)變換器利用變壓器的漏感和功率管的寄生電容來實現(xiàn)零電壓開關，大大降低了電源的開關損耗，在大功率DC/DC變換電路中得到了廣泛的應用［1－3］。但在橋式變換器中，功率管的高頻通斷帶來嚴重的干擾信號，是導致變換器中上下功率管發(fā)生直通故障的主要原因。目前，解決干擾問題的主要方法有［4－8］:干擾反相消除技術、軟開關技術、混沌擴頻技術、改進電路布局和布線工藝、減少電路中的寄生電感等。但這些措施普遍存在電路復雜等缺點，實用性不高。本文通過抑制原邊諧振電感與功率管結電容的諧振，抑制功率管兩端的關斷電壓尖峰，同時降低諧振對驅動波形的影響，解決了橋式變換器橋臂直通問題。最后，制作了一款ZVS移相全橋的低壓大電流開關電源，給出了詳細的電路設計、電源關鍵參數(shù)的計算過程和詳細的實驗結果，對電源開發(fā)者有一定的借鑒作用。

1　電源主要參數(shù)的計算

1.1輸入整流橋設計

三相輸入電壓380 V(±10%)，最大輸出功率3 kW。三相交流電整流后的電壓為:

設輸出電流的平均值為Idc，效率η為0.85。則有

每只整流二極管所承受的最大反壓URM為三相交流電的峰值電壓:

考慮到電網(wǎng)的電壓波動20%的極限情況，則有

保留一倍裕量，可選用IXYS公司三相整流橋模塊SN12/25，其額定參數(shù)為25 A/1200 V。

1.2輸入濾波器的設計

為了保證整流濾波后的直流電壓最小值符合要求，每個周期中所提供的能量約為:

在最低電壓輸入時，整流、濾波后的直流電壓的最大脈動值是最低輸入交流電壓峰值的8%，因此每半個周期輸入濾波電容所提供的能量為:

因此輸入濾波電容容量為:

考慮到留有一定的裕量可以用4個940 μF/450 V電解電容兩個串聯(lián)然后再并聯(lián)，這樣濾波電容實際為940 μF/900 V。

1.3高頻變壓器匝數(shù)比計算

由于輸入三相交流電的最小值為Uacmin= 380× (1－10%)= 342 V，得直流母線電壓約為483 V，以母線電壓變化10%，則母線輸出的最低電壓為Udcmin=483×(1－10%)= 435 V。電源理想輸出電壓Uo=15 V，考慮到占空比損失問題、副邊整流二極管壓降和輸出濾波電感的壓降，分別為最大有效占空比為Dmax≈0.85，管壓降為Ur≈0.7 V，UL≈0.3 V，可以估算出變壓器副邊所需的輸出電壓UTsec為:

由以上分析及計算可知，母線上最低電壓為435V，忽略管壓降，隔直電容上最大壓降設計為母線電壓的5%，又有全橋電路前述的輸出特點可知原邊輸入電壓為:

得變壓器變比K為:

1.4匝數(shù)計算

母線最低的輸出電壓Vdcmin為413 V，電源開關頻率為100 kHz，得周期T為10 μs，最大占空比Δmax為45%?？紤]到屏蔽電磁干擾和變壓器體積，本文選用PQ40磁芯，由TDK磁芯參數(shù)手冊可知，磁芯的有效磁通面積Ae為201 mm2，最大磁通密度B為3000高斯。所以變壓器原邊的匝數(shù)為:

因為匝數(shù)比22，且副邊至少為1匝，所以原邊變壓器的匝數(shù)就為22匝，這樣變壓器的磁芯就預留了30%磁通余量。磁通量密度的減小，可以很大地降低磁芯的鐵耗，降低了變壓器工作溫升。

1.5橋臂死區(qū)時間的設定

(1)超前橋臂的死區(qū)時間設定

超前橋臂功率管實現(xiàn)ZVS軟開關轉換過程可化為圖1(a)所示。功率管Q1關斷，變壓器原邊流給C1充電，同時給C3放電。假設輸出濾波電很大，可以認為原邊電流保持不變。Q3的端電壓UQ3線性減小:

圖1　橋臂換流過程圖

在最小負載時，能夠使Q3實現(xiàn)ZVS軟開關，在超前臂的死區(qū)時間內(nèi)，C1必須放電完畢，則有:

實際電路中超前臂的死區(qū)時間取0.4 μs。

(2)滯后臂的死區(qū)時間設定

滯后臂功率管實現(xiàn)ZVS軟開關轉換過程可簡化如圖1(b)所示。功率管Q4關斷，變壓器原邊電流給C4充電，同時給C2放電。

假設輸出濾波電感很大，可認為原邊電流保持不變。在實現(xiàn)滯后臂軟開關的最小負載電流下，Io取飽和電感臨界電流Ic，Q2的端電壓UQ2線性減小:

與超前臂不同的是，此時變壓器原邊電流要反向。在原邊電流降至0以后，如果Q2還沒有開通，C2就會反向充電，不能夠實現(xiàn)ZVS軟開關。因此滯后臂的死區(qū)時間還要小于Q4關斷到原邊電流降到零這段時間:

實際電路中滯后臂的死區(qū)時間取0.3 μs。

2　主電路設計

電源主電路如圖2所示，圖中，Li、Ci分別為輸入濾波電感和濾波電容; Lf、Cf分別為輸出濾波電感和電容; Q1、Q3為移相全橋的超前橋臂功率管，Q2、Q4滯后橋臂功率管; Cb為隔直電容，Lr為變壓器T的漏感; D5、D6為超前橋臂的嵌位二極管，Dc、Rc、Cc為滯后橋臂的RCD電路; Ls1、Ls2為副邊飽和電感，Ds3為副邊續(xù)流二極管。

圖2　電源主電路圖

超前橋臂并聯(lián)兩個二極管D5和D6，諧振電感Lr中儲存的能量將通過D5和D6回饋給輸入電源Uin，可有效防止與功率管結電容產(chǎn)生諧振。

當Q1關斷時刻，變壓器原邊電流續(xù)流回路為D3－Np－Lr－Q4－D3，對應的諧振電感電流的回路為D7－Uin－D3－Lr－D7。因此Lr中存儲的能量通過箝位二極管回饋給輸入電源Uin。

滯后橋臂并聯(lián)RCD緩沖電路，當功率管關斷時，可減少功率管關斷的di/dt值，抑制電壓尖峰。

當功率管處于關斷期間，變壓器原邊電流ip逐漸減小到0，由于二極管箝位作用，功率管漏源電壓逐漸上至輸入電壓Uin，這個過程中電容CC處于充電狀態(tài)。因此

式中:tf為功率管柵極電流的下降時間。

由上式分別可算出電阻RC和電容CC的值。

3　實驗驗證

為了驗證改進后尖峰抑制器的工作性能，設計制造了一臺3 kW(15 V/200 A)ZVS移相全橋的低壓大電流開關電源。

樣機參數(shù):三相交流輸入電壓為Uin= 380 (±10%)Vac，主控制芯片為UCC2895;功率管型號為SPP17N80C3(800 V，17 A，0.29 Ω);主變壓器鐵氧體磁芯為PQ40/40Z(TDK公司)。主電路RCD吸收網(wǎng)絡中，電容值為10μF，電阻為2.7 kΩ(1/4 W)，二極管型號為BYV26E;箝位二極管型號為BYV26C。實驗波形如圖3～圖5所示。

圖3為電源在滿載情況下的超前橋臂和滯后橋臂的驅動波形圖，超前橋臂和滯后橋臂的上下管有一定的死區(qū)時間，均實現(xiàn)了軟開關;圖4為滿載情況下變壓器原邊電壓電流波形;圖5為電源的效率曲線圖。由圖5可得，在輸出功率最小的情況下，電源的效率最低。隨著功率的升高，在半載時，電源的效率達到了91%的效率，當輸出為200 A時，傳導損耗的增加，整機的效率有所下降，但也可以達到90%。

圖3　驅動電壓波形

圖4　負載電流為200A時的原邊電壓電流波形

圖5　效率曲線圖

4　結論

功率管高頻通斷會產(chǎn)生高頻電壓振蕩和電壓尖峰，同時也帶來了嚴重的EMI問題，是導致橋臂直通的主要原因。本文設計了兩種抑制電路，分別為:①RCD緩沖電路抑制原邊電壓尖峰;②原邊箝位二極管抑制電壓尖峰;這兩種電路均通過抑制主電路對驅動電路的干擾來解決橋臂直通問題，并給出了詳細的電路分析和電源主要參數(shù)的計算，最后通過一臺3 kW(15 V/200 A)低壓大電流電源樣機驗證了抑制電路的有效性。從實驗波形可看出，驅動波形電壓尖峰得到很好的抑制，各項實驗參數(shù)和波形比較好，對設計和制作大功開關電源的工作者有一定的參考價值。

參考文獻:

［1］Wu Xinke，Zhang Junming，Xie Xiaogao，et al.Analysis and Optimal Design Considerations for an Improved Full Bridge ZVS DC－DC Converter With High Efficiency［J］.IEEE Trans on Power Electronics，2006，21(5):1225－1234.

［2］胡育文，丁志剛，游志青.變壓器副邊電流箝位DC－DCZVS全橋變換器［J］.中國電機工程學報，2003，23(12):153－159.

［3］宋云慶，徐申，吳建輝.一種帶輔助電路的全橋移相ZVS變換器拓撲的設計［J］.電子器件，2008，31(2):619－621.

［4］黃智宇，瞿章豪，徐正龍.基于橋式拓撲的脈沖變壓器隔離驅動器優(yōu)化設計［J］.電氣傳動，2014，44(2):75－79.

［5］Cho J G，Jeong C Y，Lee F C.Zero Voltage and Zero Current Switching Full Bridge PWM Converter Using Secondary Active Clamp ［J］.IEEE Trans on Power Electronics［J］.1998，13(4):601－607.

［6］劉福鑫，阮新波.加鉗位二極管的零電壓全橋變換器改進研究［J］.電力系統(tǒng)自動化，2004，28(17):64－69.

［7］黃嘉低.電壓大電流整流電源并聯(lián)供電［J］.電氣傳動，2008，38(7):31－33.

［8］徐平凡，丘東元，張波，等.ZVS全橋變換器尖峰抑制器的改進設計［J］.電力電子技術，2008，42(7):59－61.

徐平凡(1983－)，男，漢族，江西永新人，講師，中山職業(yè)技術學院電氣自動化技術專業(yè)教師，研究方向為電力電子系統(tǒng)與裝置，pfxu022@163.com。

A Novel Single-Stage PFC LED Driver with Secondary Sideresonant Circuit

YANG Yueyi1*，ZENG Yida2，LI Lang2，HE Lin2
(1.Zhengzhou Railway Vocational and Technical College，Zhengzhou 450052，China; 2.Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

Abstract:The resonant cell includes a capacitor and a diode is applied to the traditional single-stage flyback PFC converter，which can improve efficiency by recycling the energy of the secondary side leakage inductance and alleviate the high voltage stress of the switch and diode.The working mode of the novel secondary side resonant singlestage Flyback PFC converter in DCM is analyzed and the steady state characteristic is studied and compared with the traditional single-stage flyback PFC converter，and the converter is applied to the LED driver circuit.Finally，the theoretical analysis is verified by experimental results.

Key words:LED driver circuit power factor; correction discontinuous current mode; secondary side resonant

doi:EEACC:8110; 4260D10.3969/j.issn.1005－9490.2015.04.016

收稿日期:2014－09－27修改日期:2014－10－20

中圖分類號:TM46

文獻標識碼:A

文章編號:1005－9490(2015)04－0790－04

項目來源:廣東省中山市科技計劃項目(2014AFC381)