李彬彬，周少澤，徐殿國

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院，哈爾濱150001）

模塊化多電平變換器與級(jí)聯(lián)H橋變換器在中高壓變頻器應(yīng)用中的對(duì)比研究

李彬彬，周少澤，徐殿國

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院，哈爾濱150001）

級(jí)聯(lián)H橋型變換器CHB（cascaded H-Bridge）由于其笨重、復(fù)雜的多繞組移相變壓器，限制了其向更高電壓/功率等級(jí)電機(jī)驅(qū)動(dòng)中應(yīng)用。而模塊化多電平變換器MMC（modular multilevel converter）的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比CHB可省去其笨重、復(fù)雜的移相變壓器，因而更希望能夠采用MMC來實(shí)現(xiàn)更緊湊、更靈活的電機(jī)驅(qū)動(dòng)解決方案。但需要指出，MMC與CHB實(shí)際上存在很多不同之處，至今還沒有文獻(xiàn)對(duì)這兩種拓?fù)涓鞣矫嫘阅苓M(jìn)行過系統(tǒng)的比較。為此，文中首次詳細(xì)對(duì)比了MMC與CHB在電路結(jié)構(gòu)、工作原理、元件數(shù)量、PWM調(diào)制方法、諧波性能等方面的優(yōu)缺點(diǎn)，并探討了MMC在電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中需要面對(duì)的電容電壓平衡問題、環(huán)流問題、啟動(dòng)預(yù)充電問題、以及低頻運(yùn)行時(shí)的電容電壓波動(dòng)等問題，并給出了相應(yīng)的解決方法與一些基本的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，旨在為模塊化多電平換流器在電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中的推廣提供一點(diǎn)拋磚引玉的作用。

模塊化多電平變換器；級(jí)聯(lián)H橋變換器；中壓變頻；PWM調(diào)制；啟動(dòng)預(yù)充電；能量回饋；低頻運(yùn)行

引言

在20世紀(jì)90年代，美國Robicon公司（現(xiàn)已被西門子公司收購）推出了一種名為“完美無諧波（perfect harmony）”的高壓大功率電壓源型逆變器［1］即級(jí)聯(lián)H橋型變換器CHB（cascaded H-bridge），并獲得了巨大的成功，由于CHB具有輸出電壓多電平、低dv/dt、可使用低壓功率器件、較低的開關(guān)頻率、簡單的冗余機(jī)制、維護(hù)方便等諸多優(yōu)點(diǎn)，成為了當(dāng)今高壓電機(jī)驅(qū)動(dòng)的主流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一。CHB另一個(gè)主要特征是需要一個(gè)移相變壓器來為每個(gè)子模塊提供隔離的直流電源，同時(shí)通過移相來保證網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)、降低電流諧波。但是這移相變壓器的使用有諸多的缺點(diǎn)：變壓器內(nèi)部環(huán)流大、發(fā)熱高；效率低；噪聲大；體積笨重；運(yùn)輸困難；成本高昂；制作工藝復(fù)雜等，限制了CHB在更高電壓/功率等級(jí)中的應(yīng)用。

2003年，Marquardt教授提出了另一種高壓大功率逆變器，名為模塊化多電平變換器MMC（modular multilevel converter）［2］，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。經(jīng)過幾年的發(fā)展，目前MMC已經(jīng)成為各國電力電子領(lǐng)域研究的熱點(diǎn)課題，并在柔性直流輸電領(lǐng)域中獲得了廣泛的應(yīng)用，極大地推動(dòng)了離岸風(fēng)力發(fā)電的發(fā)展［3-5］。與此同時(shí)，人們也開始研究能否把MMC應(yīng)用到高壓電機(jī)驅(qū)動(dòng)當(dāng)中。相比CHB，MMC不但保留了其大部分優(yōu)點(diǎn) （例如多電平電壓輸出、模塊化、安裝維護(hù)容易），更重要的是，它取消了CHB中笨重昂貴的移相變壓器，可直接通過公共直流母線供電，使得系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)靈活簡單，擴(kuò)展容易，應(yīng)用的電壓/功率等級(jí)不再受限制。

然而，目前人們對(duì)MMC的研究還主要集中在直流輸電領(lǐng)域，對(duì)MMC應(yīng)用在電機(jī)驅(qū)動(dòng)中的諸多特性以及存在的問題仍不甚了解。而且也沒有文獻(xiàn)對(duì)CHB與MMC進(jìn)行過系統(tǒng)的比較，兩種拓?fù)湓诟鞣N性能上孰優(yōu)孰劣仍不可知。為此，本文首次從元件數(shù)量、參數(shù)大小、PWM調(diào)制、控制、啟動(dòng)、能量回饋等諸多方面對(duì)兩者進(jìn)行了詳細(xì)的比較，同時(shí)指出了MMC特有的一些問題以及可能的解決方案。（注：由于CHB的工作原理與工作波形已被人們所熟知，為了節(jié)省篇幅，本文只對(duì)MMC進(jìn)行了詳細(xì)的分析與實(shí)驗(yàn)。而對(duì)CHB的原理則不再贅述，而是直接給出結(jié)論。）

1 工作原理與元件數(shù)量對(duì)比

1.1 工作原理對(duì)比

級(jí)聯(lián)H橋型變換器電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，模塊化多電平變換器電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。圖中，變換器的輸出電壓電流分別為uoj與ioj（其中j=A,B,C）。對(duì)于CHB，每個(gè)橋臂的電壓與電流即為輸出的電壓電流，每個(gè)子模塊為全橋電路結(jié)構(gòu)，輸出電壓為uoj/NCHB，其中NCHB為CHB每個(gè)橋臂中包含的子模塊個(gè)數(shù)。

圖1 級(jí)聯(lián)H橋型變換器電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Circuit configuration of the CAB

圖2 模塊化多電平變換器電路結(jié)構(gòu)Fig.2 Circuit configuration of the MMC

而對(duì)于MMC，其每一相包含上下兩個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂電壓、電流分別表示為

式中：Udc為直流母線電壓；而ioj為橋臂環(huán)流，可定義為

則每個(gè)子模塊的輸出電壓為uu（w）j/NMMC，其中NMMC為MMC每個(gè)橋臂中包含的半橋子模塊個(gè)數(shù)。

原理上，CHB是通過移相變壓器來為每個(gè)子模塊獨(dú)立供電，而MMC則是利用上下橋臂間的能量交換直接從直流母線獲得能量，因此只需在電網(wǎng)側(cè)采用傳統(tǒng)的12（或24）脈波整流器。且由于繞組個(gè)數(shù)很少，變壓器可放置在離MMC功率單元較遠(yuǎn)的位置，甚至可以放置在室外。

1.2 元器件數(shù)量對(duì)比

為方便對(duì)比CHB與MMC的元件數(shù)量，假設(shè)兩種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的子模塊額定電壓相等，即每個(gè)子模塊電容器的額定電壓均為UC。同時(shí)兩者的輸出電壓、功率等級(jí)也完全相同，即uoj與ioj也相等。

設(shè)調(diào)制比為m。由于CHB每個(gè)子模塊輸出電壓可正可負(fù)，則每一相所需的子模塊個(gè)數(shù)為

式中，Uo為輸出相電壓的幅值。

而對(duì)于MMC，每個(gè)橋臂所需的子模塊個(gè)數(shù)為

而總的一相所需子模塊個(gè)數(shù)為2NMMC=4NCHB，即MMC所需子模塊數(shù)目為CHB的4倍。在此基礎(chǔ)上，對(duì)這兩種拓?fù)淇偟模ㄈ啵┧柙骷?shù)目進(jìn)行了對(duì)比，如表1所示。由表可見，MMC是以增加IGBT數(shù)目為代價(jià)來省去CHB中的移相變壓器的。且MMC需要在每個(gè)橋臂上串聯(lián)一個(gè)電感器L來緩沖上下橋臂間的電壓差。但對(duì)于電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中可將上下橋臂電感制作成一個(gè)耦合電感，從而使所需電感器的數(shù)目減半［5］。

需要特別指出，表1是基于兩種拓?fù)渲凶幽K電壓等級(jí)相等的情況下給出的，目的是為了能直觀地對(duì)這兩種拓?fù)溥M(jìn)行比較。但實(shí)際應(yīng)用中CHB與MMC應(yīng)根據(jù)各自的電壓電流應(yīng)力、諧波特性、合適的功率器件等因素綜合來確定各模塊的電壓等級(jí)，因而實(shí)際的對(duì)比結(jié)果會(huì)有些不同。

表1 CHB與MMC元件數(shù)量對(duì)比Tab.1 Comparison of compoments number between CHB and MMC

2 PWM調(diào)制對(duì)比

PWM調(diào)制策略的選擇對(duì)于多電平型變換器的電壓諧波性能與電容電壓平衡控制都有直接的影響。由于CHB與MMC都屬于模塊化型變換器，采用載波移相調(diào)制PSC-PWM（phase shifted carrier）方法將具有諸多優(yōu)點(diǎn)，例如：

（1）電壓電流應(yīng)力能夠自動(dòng)均勻分布在各個(gè)子模塊當(dāng)中，因此所有功率元件的工作特性與損耗發(fā)熱可保持一致，電容電壓的平衡控制也容易實(shí)現(xiàn)；

（2）輸出電壓波形具有很低的THD和很高的等效開關(guān)頻率，且此等效開關(guān)頻率固定，不會(huì)隨調(diào)制比的變化而改變；

（3）與主電路的模塊化結(jié)構(gòu)一致，PSC-PWM中每個(gè)三角載波信號(hào)對(duì)應(yīng)其中一個(gè)子模塊，從而調(diào)制信號(hào)也具備模塊化的特點(diǎn)，應(yīng)用靈活，擴(kuò)展方便。

2.1 PWM諧波含量對(duì)比

對(duì)于CHB，PSC-PWM是最流行的調(diào)制方法。其最優(yōu)載波移相角選取規(guī)則為180°/N，即令同一相的N各載波信號(hào)均勻分布，此時(shí)輸出電壓的等效開關(guān)頻率可達(dá)2N倍的開關(guān)頻率［6-7］，即最低次諧波分布在2Nfc頻率附近，其中fc為每個(gè)IGBT的開關(guān)頻率。

PSC-PWM在MMC中的應(yīng)用示意如圖3所示。圖中，MMC每個(gè)橋臂的N個(gè)子模塊分別對(duì)應(yīng)一個(gè)三角載波（頻率為fc），且N個(gè)三角載波分別依次相移360°/N以獲得最佳的諧波消除特性。

圖3 MMC的載波移相調(diào)制示意Fig.3 Sketch map of MMC phase-shifted carrier PWM（PSC-PWM）

定義上下橋臂間載波的移相角為θ，則依據(jù)上下橋臂間的對(duì)稱性，θ可選擇的范圍為

θ的選取將對(duì)MMC的諧波性能產(chǎn)生顯著的影響。

MMC輸出電壓的傅里葉形式［8］為

式中：ωc為三角載波的角頻率；k與調(diào)制比m主要定義為載波次諧波（k=1,2,…）；n為參考信號(hào)次諧波（n=-∞,…,-1,0,1,2,…），Jn（x）為以x為變量的n次貝塞爾函數(shù)。

為了使輸出電壓含有更高的等效開關(guān)頻率和更低的諧波含量，依據(jù)式（6）和圖3，MMC的最優(yōu)移相角θ應(yīng)選取為

此時(shí)，輸出相電壓可簡化為

由式（8）可見，此時(shí)輸出相電壓的諧波中，最低次諧波頻率也同樣可上升到2Nfc。

實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證推導(dǎo)的MMC最優(yōu)載波移相角選取，即式（7）。其中MMC每個(gè)橋臂有2個(gè)子模塊（N=2），每個(gè)子模塊電容電壓UC=50 V，載波頻率fc=1 kHz。移相角分別為θ=0°與θ=90°（最優(yōu)移相角）時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖4所示。由圖可見當(dāng)選擇最優(yōu)移相角時(shí)MMC的輸出電壓諧波為4 kHz即2Nfc。

2.2 輸出電壓電平數(shù)對(duì)比

對(duì)于CHB，當(dāng)選擇180°/N的移相角時(shí)，其輸出相電壓的電平數(shù)為2N+1。同樣，當(dāng)MMC按式（7）選取移相角時(shí)，其輸出相電壓電平數(shù)同樣可達(dá)2N+1，本質(zhì)是因?yàn)榇藭r(shí)上下橋臂中所有子模塊的開關(guān)均相互錯(cuò)開，如圖4（b）所示。

圖4 MMC的載波移相調(diào)制實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 Experimental waveforms of MMC applying PSC-PWM

3 控制問題對(duì)比

CHB由于采用移相變壓器對(duì)每個(gè)子模塊提供穩(wěn)定的直流電壓，因而控制簡單。但MMC則是通過上下橋臂間的能量交換來保證能量的穩(wěn)定，相比CHB存在許多特殊的控制問題。為保證其穩(wěn)定運(yùn)行，必須要采取合適的控制策略來對(duì)這些問題加以控制。

3.1 電容電壓平衡控制

CHB中每個(gè)子模塊的電容器均被移相變壓器的電壓鉗住，因而電壓將始終保持穩(wěn)定。但MMC中各子模塊電容器是懸浮的，由于各子模塊間的參數(shù)不同、充放電不均勻、能量消耗不等、電容值差異等原因很容易造成子模塊間電容電壓的不平衡。若不加以控制，該不平衡會(huì)造成MMC的工作不穩(wěn)定，甚至?xí)：υ骷陌踩?/p>

目前對(duì)于MMC的電容電壓平衡控制方法主要可分為兩類。一類控制方案是基于排序的方法［2,4,10,11］實(shí)現(xiàn)，即通過將多有子模塊的電容電壓進(jìn)行比較排序后，根據(jù)當(dāng)前橋臂的電流方向并結(jié)合所采用的PWM調(diào)制方法，來選擇需要投入的模塊。然而此類電容電壓平衡控制會(huì)造成各子模塊間功率元件開關(guān)應(yīng)力不均衡（因?yàn)槟硞€(gè)子模塊投入與否是由電容電壓決定的），且當(dāng)模塊數(shù)目較多時(shí)，排序所需的運(yùn)算量較大。另一類控制方案是基于調(diào)整每個(gè)子模塊的參考信號(hào)來實(shí)現(xiàn)［12］，這類方法需要基于載波移相調(diào)制方案，可以使每個(gè)模塊均可獨(dú)立控制，且各子模塊間的開關(guān)應(yīng)力均衡，因而非常適合于電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中采用。

MMC電容電壓平衡控制的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖5所示，包括一相中6個(gè)子模塊的電容電壓。實(shí)驗(yàn)中每個(gè)橋臂含3個(gè)子模塊（N=3），直流母線電壓Udc=300 V，每個(gè)子模塊額定電容電壓為100 V，在其中一個(gè)子模塊電容器上并聯(lián)電阻以創(chuàng)造功率不平衡條件。由圖5可見，在0.4 s之前各子模塊之前電容電壓間存在著非常大的不平衡（最大電壓差達(dá)160 V），而在施加平衡控制后，電容電壓逐漸收斂到其額定電壓100 V，并保持穩(wěn)定。

圖5 MMC電容電壓平衡控制實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms with MMC capacitor voltages balancing control

3.2 啟動(dòng)預(yù)充電控制

在CHB與MMC啟動(dòng)運(yùn)行前，必須對(duì)其各個(gè)子模塊的電容進(jìn)行預(yù)充電。否則在換流器啟動(dòng)的瞬時(shí)將造成嚴(yán)重的浪涌電流，很容易損壞IGBT等功率元件，甚至?xí)斐烧麄€(gè)換流器的停機(jī)故障。對(duì)于CHB的預(yù)充電，只需在移相變壓器的初級(jí)側(cè)串聯(lián)幾個(gè)啟動(dòng)電阻，通過電阻的限流作用即可實(shí)現(xiàn)各子模塊電容器的平穩(wěn)充電。

對(duì)于MMC，同樣可在其直流母線上串聯(lián)一個(gè)啟動(dòng)電阻進(jìn)行不控預(yù)充電，其過程示意如圖6所示。但需要指出，由于MMC每一相共有2N個(gè)子模塊在充電回路中，不控充電下子模塊的電容電壓最多可充電為

圖6 MMC不控充電過程示意Fig.6 Sketch map of non-controlled charging process of MMC

而對(duì)于穩(wěn)定運(yùn)行的MMC，其子模塊電容器額定電壓UC應(yīng)為直流母線電壓的1/N，即Udc/N。因此式（9）可改寫為

可見，MMC在不控充電過程中，子模塊電容電壓只能達(dá)到額定值的1/2。而且如果系統(tǒng)中還有備用模塊的話，該電容電壓還會(huì)更低。

由于MMC無法從不控充電過程達(dá)到額定電壓，因此必須要采取進(jìn)一步的充電控制。本文提出的啟動(dòng)充電方法的核心思想是通過閉環(huán)控制來限定一個(gè)恒定的沖電電流，從而縮短啟動(dòng)時(shí)間并消除浪涌電流［13］。以A相為例如圖7所示，本文提出的直流側(cè)啟動(dòng)充電控制方法。采用PI控制器調(diào)節(jié)子模塊的輸出電壓以控制環(huán)流icA為恒定。另外，直流母線電壓作為前饋補(bǔ)償加入到PI控制器的輸出。

圖7 MMC啟動(dòng)預(yù)充電控制方法Fig.7 Control method of MMC start percharge

MMC啟動(dòng)預(yù)充電實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8所示，其中啟動(dòng)充電電流指令I(lǐng)C-dc設(shè)置為1 A。每個(gè)橋臂含3個(gè)子模塊（N=3），直流母線電壓Udc=450 V，因此每個(gè)子模塊的額定電容電壓為150 V。起先，電容電壓通過不控充電過程僅能達(dá)到80 V。當(dāng)使能所提出的直流側(cè)啟動(dòng)控制方案后，橋臂電流iuA與iwA穩(wěn)定在1 A，且不含任何的浪涌電流，各子模塊電容器得以線性充電。當(dāng)子模塊電容電壓充滿至150 V后，MMC平穩(wěn)切換至穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。整個(gè)過程的充電時(shí)間僅為0.19 s。

圖8 MMC啟動(dòng)預(yù)充電實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.8 Experiment results of MMC start percharge

3.3 環(huán)流控制

橋臂環(huán)流的存在也是MMC特有的問題。由于子模塊電容電壓的波動(dòng)作用在橋臂緩沖電感上，使得環(huán)流中包含了一系列的低頻交流諧波成分［14］，環(huán)流諧波將導(dǎo)致橋臂電流發(fā)生畸變、增加損耗，并增大功率開關(guān)器件所承受的電流應(yīng)力。

由文獻(xiàn)［13］可知，環(huán)流諧波成分包含一個(gè)直流成分和多個(gè)的偶次交流成分，即

式中：Icj,0為直流成分；Icj,k為k次環(huán)流諧波的幅值；ω0為基波角頻率；φk為相位角，k為偶數(shù)。因此環(huán)流的控制目標(biāo)，就是要盡可能消除這些偶次諧波以得到一個(gè)僅含直流成分的環(huán)流。

由于要同時(shí)抑制2，4，6，…偶次諧波成分，一種方法是采取多個(gè)比例諧振控制器（PR）并聯(lián)［15-16,22］，對(duì)每一次環(huán)流的諧波成分都設(shè)計(jì)一個(gè)諧振控制器，這使得控制器參數(shù)復(fù)雜。相比之下，由于重復(fù)控制（repetitive control）本身具備無靜差跟蹤周期性信號(hào)的能力，因而非常適合對(duì)環(huán)流進(jìn)行控制［17］。

采用重復(fù)控制的環(huán)流控制器控制框圖如圖9所示。圖中e-sT為周期時(shí)間延遲環(huán)節(jié)，用來產(chǎn)生交流信號(hào)在控制系統(tǒng)中的內(nèi)部模型；Q（s）為保證控制系統(tǒng)穩(wěn)定性的低通濾波器；C（s）為彌補(bǔ)控制系統(tǒng)幅值和相角的補(bǔ)償器。

圖9 基于重復(fù)控制的環(huán)流抑制方法Fig.9 Circulating current control method based on repetitive control

假設(shè)Q（s）和C（s）均為1，則理想的重復(fù)控制器為

式中：ω=2π/T；k為整數(shù)。可見，重復(fù)控制器本身就是由一個(gè)積分調(diào)節(jié)器和一系列諧振控制器組成的，因此該控制器理論上可以在直流信號(hào)和多個(gè)諧振頻率處均獲得無窮大的增益，恰好能夠用來跟蹤環(huán)流中的直流成分并抑制環(huán)流中的偶次諧波成分。

實(shí)驗(yàn)研究驗(yàn)證基于重復(fù)控制的環(huán)流抑制效果，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10所示。圖10（a）中傳統(tǒng)PI電流控制下環(huán)流中明顯包含2、4、6次諧波成分，這是源于PI控制器在諧波頻率處增益有限導(dǎo)致的。而對(duì)于重復(fù)控制，其波形如圖10（b）所示。由圖可見，因?yàn)橹貜?fù)控制在各諧波頻率處均獲得很高的增益，因而環(huán)流中各次諧波均得到了明顯抑制。

圖10 MMC環(huán)流抑制實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10 Experimental results of MMC circulating current suppression

3.4 電容電壓波動(dòng)抑制

最制約MMC廣泛應(yīng)用的一個(gè)瓶頸問題是在每個(gè)子模塊中都需要采用大量的電容器作為功率支撐元件，以保證MMC滿載運(yùn)行時(shí)其電容電壓的波動(dòng)不超出允許范圍。隨著電機(jī)轉(zhuǎn)速的降低，電容電壓的波動(dòng)將變得越大［18］。在實(shí)際應(yīng)用中，這些大容量電容器將占據(jù)每個(gè)子模塊中大部分體積，同時(shí)也導(dǎo)致系統(tǒng)成本大為增加。因此，如何降低MMC所需電容器的容量成為了制約模塊化多電平換流器降低成本、增強(qiáng)可靠性、以及推廣其在高壓電機(jī)變頻調(diào)速領(lǐng)域中應(yīng)用的關(guān)鍵問題。

目前唯一有效的解決辦法是通過在MMC輸出電壓中加入高頻的共模電壓，同時(shí)在橋臂環(huán)流中引入相同頻率的環(huán)流，使MMC上下橋臂間形成新的功率交換途徑，從而令電容器能夠以更高的頻率進(jìn)行充放電，最終降低了電容電壓的波動(dòng)［19-21］。

對(duì)此，本文進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究，其中MMC每橋臂含3個(gè)子模塊，子模塊電容量C=1 867 μF，每個(gè)子模塊電容電壓UC=180 V，直流母線電壓540 V，基頻頻率為5 Hz，注入頻率為100 Hz，采用梯形波環(huán)流注入方式，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11所示。由圖可見，采用高頻注入后電容電壓的波動(dòng)得到了顯著降低。但MMC電容電壓波動(dòng)的降低是以大幅增加環(huán)流電流幅值為代價(jià)獲得的。

圖11 MMC子模塊電容電壓波動(dòng)抑制實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.11 Experimental results of MMC submodules capaciter voltages suppression

高頻環(huán)流的注入不僅會(huì)增大MMC中IGBT的電流應(yīng)力、增大損耗，同時(shí)還會(huì)造成子模塊電容器的發(fā)熱、縮短使用壽命。另一方面，MMC交流側(cè)共模電壓的引入還可能會(huì)對(duì)電機(jī)軸承造成傷害。因此，關(guān)于MMC電容電壓波動(dòng)抑制的技術(shù)還有待進(jìn)一步研究完善。

4 能量回饋應(yīng)用對(duì)比

對(duì)于需要能量回饋的應(yīng)用，CHB需要將每個(gè)子模塊中的二極管不控整流器變換為PWM整流電路，如圖12所示。

相比之下，MMC由于其自身具備的直流母線結(jié)構(gòu)使其能量回饋簡單，只需要2個(gè)MMC構(gòu)成背靠背連接即可（如圖13（a）所示），甚至可構(gòu)成多個(gè)電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)共直流母線的結(jié)構(gòu)（如圖13（b）所示）。

圖12 具有能量回饋功能的CHB子模塊結(jié)構(gòu)Fig.12 CHB submodule configuration with energy feedback function

圖13 具有能量回饋功能的MMC結(jié)構(gòu)Fig.13 MMC configuration with energy feedback function

4 結(jié)語

在中高壓電機(jī)變頻器領(lǐng)域中，級(jí)聯(lián)H橋變換器CHB存在的各種缺點(diǎn)主要是歸咎于其移相變壓器的使用。而模塊化多電平變換器MMC能將這個(gè)移相變壓器省去，有助于提高整機(jī)的效率，方便擴(kuò)展，且安裝運(yùn)輸簡單，模塊數(shù)目不受限，從而能夠取代性能較差的LCC型變換器，來驅(qū)動(dòng)更高電壓/功率等級(jí)的電機(jī)。

但MMC相比CHB存在一些特有的控制問題，需要在實(shí)際應(yīng)用中加以注意，例如電容電壓的平衡問題、環(huán)流問題、啟動(dòng)預(yù)充電問題、電容電壓波動(dòng)問題等。其中尤其是電容電壓的波動(dòng)問題，現(xiàn)有抑制方法仍存在一定的問題，尚需進(jìn)一步研究改進(jìn)。總體而言，MMC在高壓大功率電機(jī)驅(qū)動(dòng)領(lǐng)域中非常有前景。

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Comparative Study About Application of Modular Multilevel Converter and Cascaded H-bridge in Medium-high Voltage Converter

LI Binbin,ZHOU Shaoze,XU Dianguo
（School of Electrical Engineering and Automation,Harbin Institute of Technology,Harbin 150001,China）

Cascaded H-bridge converter（CHB）is limited its application to a higher voltage and power level motor drives due to its bulky,complex multi-phase-shifting transformer winding.The modular multilevel converter（MMC）eliminates the need for the complex phase-shifting transformer,so it begins to want to use MMC to achieve a more compact, more flexible motor drive solution.It is necessary to emphasize that there are many differences of MMC and CHB,yet no one has made systematic comparison about them.This paper firstly detailed the merit and demerit of MMC and CHB in circuit structure,operating principles,quantity of components,PWM modulating methods,harmonic characteristics etc. Also,this paper will discuss the problem of voltage balance of the capacitor,the circulation,precharge,the voltage fluctuation when operating under low frequency etc.In the end,the papaer puts forward solutions against these problem with proper verification in order to draw more attention to the popularize of MMC in the field of motor drive.

medium-high voltage conversion;cascaded H-bridge middle-voltage conversion;PWM modulation; precharge;energy-feedback;performance in low frequency

10.13234/j.issn.2095-2805.2015.6.9

：TM 46

：A

2015-08-05

國家自然科學(xué)基金重點(diǎn)項(xiàng)目（51237002）；國家自然科學(xué)基金面上項(xiàng)目（51477034）

Project Supported by the State Key Program of National Natural Science Foundation of China（51237002）;National Natural Science Foundation of China（51477034）