楊 振,張 繪,王媛媛,李 劍
(中國電子信息產(chǎn)業(yè)集團南京長江電子信息產(chǎn)業(yè)集團,江蘇南京 210038)
對雷達回波信號進行長時間積累,可利用一段時間內(nèi)每個時刻的目標能量,從而提高回波信號的信噪比,是檢測低可觀測目標的有效手段。同時,可在不改變系統(tǒng)硬件的同時大幅增加雷達的威力。隨著積累時間的延長勻速運動的目標會發(fā)生距離走動,而進行轉(zhuǎn)向或加減速等機動運動的目標,除了距離走動還會發(fā)生多普勒擴散等問題[1]。已有學(xué)者對這些問題進行了研究,并取得了良好的效果,但大多限于理論仿真階段。本文提出了一種段內(nèi)相干積累,段間非相干積累的方法,段內(nèi)相干積累時不產(chǎn)生多普勒擴散,段間非相干積累時進行距離補償,解決了長時間積累帶來的跨距離單元與跨多普勒單元的問題,且由于算法簡單,運算量小,可以簡便高效地應(yīng)用于工程實現(xiàn)。
本文提出的段內(nèi)相干積累段間非相干積累的方法如下。假設(shè)積累時間內(nèi)的脈沖總數(shù)為M,首先,將這M個脈沖分為K段,每一段內(nèi)有M/K=N個脈沖;其次,分別對每段中的N個脈沖進行相干積累,得到K組相干積累結(jié)果;再次,根據(jù)假定的速度分別對每段結(jié)果的距離走動進行補償;最后,對補償后的數(shù)據(jù)進行段間的非相參積累,得到最終的積累結(jié)果[2]。在對脈沖進行分段時需注意,每段內(nèi)的脈沖在進行相干積累時不能產(chǎn)生多普勒擴散,這就要求段內(nèi)相參積累的多普勒分辨單元需較寬,即使目標速度有變化,在段內(nèi)短時間內(nèi)也不會跨速度單元。此外分段時還需注意,在每段的相參積累時間內(nèi),目標移動的距離不能超過一個距離單元,即要求相參積累時間不能過長。經(jīng)過上述兩個約束,就能使目標的回波能量經(jīng)過段內(nèi)相干積累聚集到一點,之后的速度補償與非相干積累就能有效地聚集目標能量。而非相干積累雖不能防止距離走動,但對其進行距離補償較容易,從硬件可實現(xiàn)上考慮,對所有脈沖進行相干積累的運算量與存儲量過大,所以相干積累與非相干積累相結(jié)合的方法較為合理。其次,段內(nèi)短時間的相干積累使得多普勒分辨單元較寬,相當(dāng)于將速度單元“粗?;保苊饬四繕擞捎谒俣茸兓a(chǎn)生跨速度單元的現(xiàn)象。
下面以實例來描述本算法,假設(shè)雷達脈沖重復(fù)頻率為500 Hz,信號帶寬為3 MHz,目標最大徑向速度為500 m/s。對應(yīng)的距離分辨率為50 m,脈沖重復(fù)周期為2 ms,可運算出目標運動0.1 s會發(fā)生距離走動,因此每段段內(nèi)相干積累脈沖數(shù)應(yīng)<50,考慮到基于FFT的多普勒濾波器組的相參積累,選取段內(nèi)相參積累脈沖數(shù)為32。取得的脈沖數(shù)過少,相應(yīng)的非相干積累次數(shù)則會增加,從而增大積累損失。此外相干積累脈沖數(shù)為32時,多普勒分辨單元寬度約為15.6 Hz,可防止高速目標速度變化所帶來的多普勒擴散[3-4]。
這里以2 s積累時間為例,總脈沖數(shù)為1 024個,將積累脈沖分為32段,每段32個脈沖。分別對32段的回波做段內(nèi)相干積累。由于分段考慮了兩個約束因素,段內(nèi)無距離走動以及多普勒擴散,只需在段間考慮距離補償??筛鶕?jù)每段已知的速度判斷每段段間是否產(chǎn)生距離走動,當(dāng)在第i個脈沖時發(fā)生走動(其位于第[i/32]+1段)時,若 i-[i/32]×32 >16,則不移動第[i/32]+1段進行補償,而從第[i/32]+2段開始移動進行距離補償;若 i-[i/32]×32<16,則從第[i/32]+1段開始移動進行距離補償。這里[*]表示取整運算。當(dāng)這32段距離補償均完成后,則將這32段數(shù)據(jù)按照距離單元進行累加,即作非相干積累。經(jīng)過以上步驟便完成了分段長時間積累[5-6]。
根據(jù)上述考慮,以3 MHz、2 s積累時間的處理方式為例,以32個脈沖為一組作相干積累是合理的。將1 024個脈沖分成32組,每組內(nèi)的32個脈沖到齊后,就進行相干積累,再求模。但段間非相干積累前的補償速度未知,這就需要對目標可能的所有速度進行補償。將補償速度分檔,按照不同的速度檔,分多路進行距離校準,再疊加到以前組的非相干積累數(shù)據(jù)上。將各路疊加結(jié)果分別存儲,和下一組相干積累后的模值疊加。待所有脈沖組處理完畢后,將會有多路積累結(jié)果。分別做CFAR檢測,檢測結(jié)果選大后就是最終結(jié)果。
2 s內(nèi)飛機飛過的距離為500×2=1 000 m;距離分辨力為3e8/(2×3e6)=50 m;最大越距離單元走動量為1 000/50=20個距離單元;無越距離單元走動的時間為50/500=0.1 s,即100 ms;脈沖重復(fù)周期為1/500=0.002 s,無越距離單元走動的最大脈沖數(shù)為100/2=50個;積累2 s時間的積累脈沖數(shù)為2 000/2=1 000次;積累1 000次回波未發(fā)生越距離單元走動的最大速度為50/2=25 m/s,所以需補償?shù)乃俣瓤潭葹?5 m/s。具體的速度通道補償方法如表1所示。
表1 補償通道方法
整個長時間積累方案的處理流程如圖1所示。
圖1 處理流程
根據(jù)本信號處理任務(wù)的研究背景,需對13個波束進行處理,每個波束主要完成的處理有:脈沖壓縮、段內(nèi)相參積累和段間非相參積累、恒虛警檢測和多普勒通道選大。
完成13個波束的長時間積累共需4個信號處理板。為方便維護及升級,信號處理板設(shè)計為通用形式,每個信號處理板主要由4片DSP和一片大容量FPGA組成。結(jié)合此科研任務(wù)雷達系統(tǒng)設(shè)計要求,對多方面因素進行考慮后,選擇ADI公司的ADSP-TS201處理器。其作為ADI公司TigerSHARC系列第二代產(chǎn)品(ADSP-TS201處理器),是當(dāng)前業(yè)界處理能力最強的浮點DSP,同時兼容定點處理,600 MHz時鐘頻率條件下可達到4.8 GMACS和3.6 GFLOPS的運算速度。片內(nèi)存儲器可達24 Mbit,加之合理的結(jié)構(gòu)以及高帶寬的I/O接口,使得ADSP-TS201S在無線通信、軍事、圖像等高端市場的應(yīng)用更加廣泛。對于本系統(tǒng)而言,輸入FPGA的數(shù)據(jù)可達600 MHz的差分LVDS信號,F(xiàn)PGA內(nèi)部需足夠的存儲空間做數(shù)據(jù)的存儲,其內(nèi)部的乘法器資源也必須滿足后續(xù)的數(shù)據(jù)處理。同時便于系統(tǒng)日后升級,對于數(shù)據(jù)的傳輸提出了高達2.5 GHz的光纖傳輸方案,這對FPGA的I/O傳輸速度提出了較高的要求。同時本系統(tǒng)對處理器的溫度范圍、質(zhì)量類型也達到了軍用標準的要求。所以選用Xilinx公司推出的新一代高端可編程邏輯器件 Virtex-5系列的SXT95T。
實際處理過程中,前3個信號處理板每個板需處理4個波束的數(shù)據(jù),其中第一片DSP完成4路波束的脈壓,第二片DSP完成4路波束的段內(nèi)相參積累,其余兩片DSP分別完成前后2路波束的段間非相參積累和恒虛警檢測。第4號處理板只處理一路波束,板上的3片DSP分別完成這一路波束的脈壓,段內(nèi)相參積累,段間非相參積累和恒虛警檢測。第4號處理板除了完成這一路波束的處理,還需匯集前3個信號板的處理結(jié)果。第4號處理板接收前3個處理板12路波束的處理結(jié)果,將其匯總到第4片DSP中,并做13路波束的聚心處理,再將最終的處理結(jié)果發(fā)送給定時板,為后續(xù)的存儲以及數(shù)據(jù)處理做準備。
整個信號處理的總體結(jié)構(gòu)如圖2所示。
圖2 信號處理結(jié)構(gòu)
按照設(shè)計方案,相參積累脈沖數(shù)和非相參積累脈沖數(shù)均為32,考慮目標徑向速度的正負,距離走動的速度補償通道為39個。
圖3為39路距離補償后每路對應(yīng)的非相參積累結(jié)果。補償速度為正的通道號為正,補償速度為負的通道號為負。由圖3可看出,第13路補償?shù)男Ч罴选1敬卧囼灥哪繕怂俣葹?40 m/s,按照表1的速度補償通道劃分,恰好處于第13路,即325~350 m/s所對應(yīng)的補償通道。圖5~圖9為第13路的補償結(jié)果。圖4為非相參積累前的一次段內(nèi)相參積累結(jié)果。
圖3 每個補償通道對應(yīng)的非相參積累結(jié)果
圖4 段內(nèi)相參積累結(jié)果
圖5 非相參積累后的結(jié)果
圖6 段內(nèi)相參積累距離維視圖
圖7 段內(nèi)相參積累結(jié)果多普勒維視圖
圖8 段間非相參積累距離維視圖
圖9 段間非相參積累結(jié)果多普勒維視圖
從圖中可看出,圖5中處理結(jié)果的信噪比遠大于圖4。如圖8所示,第13路補償通道的補償效果較好,補償后目標回波能量幾乎均聚集在一個距離單元中;如圖9所示,在2 s的積累時間內(nèi),目標的多普勒頻率是時變的,但變化較小,在多普勒單元中擴散了大約2~3個單元,對非相參積累的增益有一定影響。
非相參積累前,32段的段內(nèi)相參積累結(jié)果的平均信噪比約為18 dB,距離走動補償后第13路的段間非相參積累結(jié)果的信噪比約為29 dB。可得非相參積累使信噪比增加了約11 dB,相當(dāng)于信號和噪聲幅度之比增加了3.6倍,功率之比增加了13倍,介于~32之間。13倍的功率增益相對于理想情況下的32倍來說有不小的損失,一方面是由非相參積累本身的特性決定;另一方面是受到了目標能量多普勒擴散的影響,如圖9所示。從最終的處理結(jié)果來看,段內(nèi)相干積累段間非相干積累的處理效果較好,能夠有效的在長時間內(nèi)積累目標能量,并準確給出目標的速度與距離。
該算法相對于傳統(tǒng)的32脈沖的MTD算法,只是增加了MTD的次數(shù),若干次矩陣平移以及32次矩陣加法,所需運算量小,且可在FPGA與DSP內(nèi)并行處理,所以較易于在工程中實現(xiàn)。
本文提出了段內(nèi)相干積累段間非相干積累的長時間積累方法。該方法能有效地校正距離走動并避免出現(xiàn)多普勒擴散,其原理簡單,運算量小,所需的運算量和存儲量均在所設(shè)計的電路板上實現(xiàn),此外該方法及其運行的設(shè)備工作穩(wěn)定、可靠。最終的測試試驗和實測數(shù)據(jù)試驗均表明,該方法能有效地對目標信號進行長時間的積累,符合系統(tǒng)要求。
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