楊 振，張 繪，王媛媛，李 劍

(中國電子信息產(chǎn)業(yè)集團南京長江電子信息產(chǎn)業(yè)集團，江蘇南京 210038)

對雷達回波信號進行長時間積累，可利用一段時間內(nèi)每個時刻的目標能量，從而提高回波信號的信噪比，是檢測低可觀測目標的有效手段。同時，可在不改變系統(tǒng)硬件的同時大幅增加雷達的威力。隨著積累時間的延長勻速運動的目標會發(fā)生距離走動，而進行轉(zhuǎn)向或加減速等機動運動的目標，除了距離走動還會發(fā)生多普勒擴散等問題［1］。已有學(xué)者對這些問題進行了研究，并取得了良好的效果，但大多限于理論仿真階段。本文提出了一種段內(nèi)相干積累，段間非相干積累的方法，段內(nèi)相干積累時不產(chǎn)生多普勒擴散，段間非相干積累時進行距離補償，解決了長時間積累帶來的跨距離單元與跨多普勒單元的問題，且由于算法簡單，運算量小，可以簡便高效地應(yīng)用于工程實現(xiàn)。

1 算法原理

本文提出的段內(nèi)相干積累段間非相干積累的方法如下。假設(shè)積累時間內(nèi)的脈沖總數(shù)為M，首先，將這M個脈沖分為K段，每一段內(nèi)有M/K=N個脈沖;其次，分別對每段中的N個脈沖進行相干積累，得到K組相干積累結(jié)果;再次，根據(jù)假定的速度分別對每段結(jié)果的距離走動進行補償;最后，對補償后的數(shù)據(jù)進行段間的非相參積累，得到最終的積累結(jié)果［2］。在對脈沖進行分段時需注意，每段內(nèi)的脈沖在進行相干積累時不能產(chǎn)生多普勒擴散，這就要求段內(nèi)相參積累的多普勒分辨單元需較寬，即使目標速度有變化，在段內(nèi)短時間內(nèi)也不會跨速度單元。此外分段時還需注意，在每段的相參積累時間內(nèi)，目標移動的距離不能超過一個距離單元，即要求相參積累時間不能過長。經(jīng)過上述兩個約束，就能使目標的回波能量經(jīng)過段內(nèi)相干積累聚集到一點，之后的速度補償與非相干積累就能有效地聚集目標能量。而非相干積累雖不能防止距離走動，但對其進行距離補償較容易，從硬件可實現(xiàn)上考慮，對所有脈沖進行相干積累的運算量與存儲量過大，所以相干積累與非相干積累相結(jié)合的方法較為合理。其次，段內(nèi)短時間的相干積累使得多普勒分辨單元較寬，相當(dāng)于將速度單元“粗?；保苊饬四繕擞捎谒俣茸兓a(chǎn)生跨速度單元的現(xiàn)象。

下面以實例來描述本算法，假設(shè)雷達脈沖重復(fù)頻率為500 Hz，信號帶寬為3 MHz，目標最大徑向速度為500 m/s。對應(yīng)的距離分辨率為50 m，脈沖重復(fù)周期為2 ms，可運算出目標運動0.1 s會發(fā)生距離走動，因此每段段內(nèi)相干積累脈沖數(shù)應(yīng)＜50，考慮到基于FFT的多普勒濾波器組的相參積累，選取段內(nèi)相參積累脈沖數(shù)為32。取得的脈沖數(shù)過少，相應(yīng)的非相干積累次數(shù)則會增加，從而增大積累損失。此外相干積累脈沖數(shù)為32時，多普勒分辨單元寬度約為15.6 Hz，可防止高速目標速度變化所帶來的多普勒擴散［3－4］。

這里以2 s積累時間為例，總脈沖數(shù)為1 024個，將積累脈沖分為32段，每段32個脈沖。分別對32段的回波做段內(nèi)相干積累。由于分段考慮了兩個約束因素，段內(nèi)無距離走動以及多普勒擴散，只需在段間考慮距離補償?？筛鶕?jù)每段已知的速度判斷每段段間是否產(chǎn)生距離走動，當(dāng)在第i個脈沖時發(fā)生走動(其位于第［i/32］+1段)時，若 i－［i/32］×32 ＞16，則不移動第［i/32］+1段進行補償，而從第［i/32］+2段開始移動進行距離補償;若 i－［i/32］×32＜16，則從第［i/32］+1段開始移動進行距離補償。這里［*］表示取整運算。當(dāng)這32段距離補償均完成后，則將這32段數(shù)據(jù)按照距離單元進行累加，即作非相干積累。經(jīng)過以上步驟便完成了分段長時間積累［5－6］。

2 關(guān)鍵處理方案

根據(jù)上述考慮，以3 MHz、2 s積累時間的處理方式為例，以32個脈沖為一組作相干積累是合理的。將1 024個脈沖分成32組，每組內(nèi)的32個脈沖到齊后，就進行相干積累，再求模。但段間非相干積累前的補償速度未知，這就需要對目標可能的所有速度進行補償。將補償速度分檔，按照不同的速度檔，分多路進行距離校準，再疊加到以前組的非相干積累數(shù)據(jù)上。將各路疊加結(jié)果分別存儲，和下一組相干積累后的模值疊加。待所有脈沖組處理完畢后，將會有多路積累結(jié)果。分別做CFAR檢測，檢測結(jié)果選大后就是最終結(jié)果。

2 s內(nèi)飛機飛過的距離為500×2=1 000 m;距離分辨力為3e8/(2×3e6)=50 m;最大越距離單元走動量為1 000/50=20個距離單元;無越距離單元走動的時間為50/500=0.1 s，即100 ms;脈沖重復(fù)周期為1/500=0.002 s，無越距離單元走動的最大脈沖數(shù)為100/2=50個;積累2 s時間的積累脈沖數(shù)為2 000/2=1 000次;積累1 000次回波未發(fā)生越距離單元走動的最大速度為50/2=25 m/s，所以需補償?shù)乃俣瓤潭葹?5 m/s。具體的速度通道補償方法如表1所示。

表1 補償通道方法

整個長時間積累方案的處理流程如圖1所示。

圖1 處理流程

3 硬件實現(xiàn)及驗證

根據(jù)本信號處理任務(wù)的研究背景，需對13個波束進行處理，每個波束主要完成的處理有:脈沖壓縮、段內(nèi)相參積累和段間非相參積累、恒虛警檢測和多普勒通道選大。

完成13個波束的長時間積累共需4個信號處理板。為方便維護及升級，信號處理板設(shè)計為通用形式，每個信號處理板主要由4片DSP和一片大容量FPGA組成。結(jié)合此科研任務(wù)雷達系統(tǒng)設(shè)計要求，對多方面因素進行考慮后，選擇ADI公司的ADSP－TS201處理器。其作為ADI公司TigerSHARC系列第二代產(chǎn)品(ADSP－TS201處理器)，是當(dāng)前業(yè)界處理能力最強的浮點DSP，同時兼容定點處理，600 MHz時鐘頻率條件下可達到4.8 GMACS和3.6 GFLOPS的運算速度。片內(nèi)存儲器可達24 Mbit，加之合理的結(jié)構(gòu)以及高帶寬的I/O接口，使得ADSP－TS201S在無線通信、軍事、圖像等高端市場的應(yīng)用更加廣泛。對于本系統(tǒng)而言，輸入FPGA的數(shù)據(jù)可達600 MHz的差分LVDS信號，F(xiàn)PGA內(nèi)部需足夠的存儲空間做數(shù)據(jù)的存儲，其內(nèi)部的乘法器資源也必須滿足后續(xù)的數(shù)據(jù)處理。同時便于系統(tǒng)日后升級，對于數(shù)據(jù)的傳輸提出了高達2.5 GHz的光纖傳輸方案，這對FPGA的I/O傳輸速度提出了較高的要求。同時本系統(tǒng)對處理器的溫度范圍、質(zhì)量類型也達到了軍用標準的要求。所以選用Xilinx公司推出的新一代高端可編程邏輯器件 Virtex－5系列的SXT95T。

實際處理過程中，前3個信號處理板每個板需處理4個波束的數(shù)據(jù)，其中第一片DSP完成4路波束的脈壓，第二片DSP完成4路波束的段內(nèi)相參積累，其余兩片DSP分別完成前后2路波束的段間非相參積累和恒虛警檢測。第4號處理板只處理一路波束，板上的3片DSP分別完成這一路波束的脈壓，段內(nèi)相參積累，段間非相參積累和恒虛警檢測。第4號處理板除了完成這一路波束的處理，還需匯集前3個信號板的處理結(jié)果。第4號處理板接收前3個處理板12路波束的處理結(jié)果，將其匯總到第4片DSP中，并做13路波束的聚心處理，再將最終的處理結(jié)果發(fā)送給定時板，為后續(xù)的存儲以及數(shù)據(jù)處理做準備。

整個信號處理的總體結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 信號處理結(jié)構(gòu)

按照設(shè)計方案，相參積累脈沖數(shù)和非相參積累脈沖數(shù)均為32，考慮目標徑向速度的正負，距離走動的速度補償通道為39個。

圖3為39路距離補償后每路對應(yīng)的非相參積累結(jié)果。補償速度為正的通道號為正，補償速度為負的通道號為負。由圖3可看出，第13路補償?shù)男Ч罴选１敬卧囼灥哪繕怂俣葹?40 m/s，按照表1的速度補償通道劃分，恰好處于第13路，即325～350 m/s所對應(yīng)的補償通道。圖5～圖9為第13路的補償結(jié)果。圖4為非相參積累前的一次段內(nèi)相參積累結(jié)果。

圖3 每個補償通道對應(yīng)的非相參積累結(jié)果

圖4 段內(nèi)相參積累結(jié)果

圖5 非相參積累后的結(jié)果

圖6 段內(nèi)相參積累距離維視圖

圖7 段內(nèi)相參積累結(jié)果多普勒維視圖

圖8 段間非相參積累距離維視圖

圖9 段間非相參積累結(jié)果多普勒維視圖

從圖中可看出，圖5中處理結(jié)果的信噪比遠大于圖4。如圖8所示，第13路補償通道的補償效果較好，補償后目標回波能量幾乎均聚集在一個距離單元中;如圖9所示，在2 s的積累時間內(nèi)，目標的多普勒頻率是時變的，但變化較小，在多普勒單元中擴散了大約2～3個單元，對非相參積累的增益有一定影響。

非相參積累前，32段的段內(nèi)相參積累結(jié)果的平均信噪比約為18 dB，距離走動補償后第13路的段間非相參積累結(jié)果的信噪比約為29 dB。可得非相參積累使信噪比增加了約11 dB，相當(dāng)于信號和噪聲幅度之比增加了3.6倍，功率之比增加了13倍，介于～32之間。13倍的功率增益相對于理想情況下的32倍來說有不小的損失，一方面是由非相參積累本身的特性決定;另一方面是受到了目標能量多普勒擴散的影響，如圖9所示。從最終的處理結(jié)果來看，段內(nèi)相干積累段間非相干積累的處理效果較好，能夠有效的在長時間內(nèi)積累目標能量，并準確給出目標的速度與距離。

該算法相對于傳統(tǒng)的32脈沖的MTD算法，只是增加了MTD的次數(shù)，若干次矩陣平移以及32次矩陣加法，所需運算量小，且可在FPGA與DSP內(nèi)并行處理，所以較易于在工程中實現(xiàn)。

4 結(jié)束語

本文提出了段內(nèi)相干積累段間非相干積累的長時間積累方法。該方法能有效地校正距離走動并避免出現(xiàn)多普勒擴散，其原理簡單，運算量小，所需的運算量和存儲量均在所設(shè)計的電路板上實現(xiàn)，此外該方法及其運行的設(shè)備工作穩(wěn)定、可靠。最終的測試試驗和實測數(shù)據(jù)試驗均表明，該方法能有效地對目標信號進行長時間的積累，符合系統(tǒng)要求。

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