吳建德 杜 進 王睿馳 李楚杉 何湘寧

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027）

1 引言

在傳統(tǒng)的分布式系統(tǒng)中，RS485、CAN 等總線通信技術(shù)得到廣泛應(yīng)用[1,2]。相對于星形拓撲的連線方式，RS485、CAN 采用總線拓撲能顯著減少連線長度。同時，這兩種技術(shù)都采用平衡傳輸方式，能有效抑制共模干擾。這種傳統(tǒng)的設(shè)計方式雖然電路簡單，但是需要獨立的通信線和供電電源。為簡化布線，可以采用電力線載波通信（PLC）技術(shù)傳輸數(shù)據(jù)。傳統(tǒng)的電力線載波通信一般指利用電力線路進行數(shù)據(jù)傳輸，包括應(yīng)用于高壓輸電網(wǎng)的通信和中低壓配電線路的通信。目前，PLC 通信在理論分析和實際應(yīng)用中均取得了進展。文獻[3-5]對電力線載波通信信道特性及傳輸特性進行了研究，為相關(guān)應(yīng)用設(shè)計提供了參考。文獻[6]基于人工蜘蛛網(wǎng)提出了PLC 通信的組網(wǎng)模型，對提高PLC 通信系統(tǒng)的可靠性有一定的幫助。文獻[7-11]探討了PLC 通信在自動抄表、電氣控制等領(lǐng)域的應(yīng)用。

PLC 技術(shù)也可以應(yīng)用于直流電源系統(tǒng)。文獻[12]在機器人的各個傳感器及電機驅(qū)動器之間采用直流PLC 通信，以減少連接線。文獻[13]針對多個光伏電池組件串聯(lián)構(gòu)成的光伏陣列，在每個光伏組件的輸出端加入Boost 電路調(diào)節(jié)輸出功率，并采用PLC通信在不同的光伏組件之間傳輸數(shù)據(jù)，實現(xiàn)光伏陣列在局部陰影條件下的最大功率輸出。

傳統(tǒng)的PLC 通信以高頻信號作為載波，對數(shù)據(jù)進行調(diào)制，再通過耦合電路疊加到電源線，因此PLC 通信需要獨立的信號調(diào)制電路。而電力電子電路在工作過程中，不可避免地在電源輸入端產(chǎn)生高頻紋波。如果對該紋波進行數(shù)字調(diào)制，即可實現(xiàn)PLC 通信功能。文獻[14,15]針對具有公共母線的分布式DC-DC 系統(tǒng)，利用Buck 電路在輸入端產(chǎn)生的開關(guān)噪聲作為信號載波，通過調(diào)節(jié)Buck 電路的開關(guān)頻率以及占空比擾動方法，實現(xiàn)了載波信號的頻移鍵控（Frequency Shift Keying，F(xiàn)SK）調(diào)制。在接收端通過信號調(diào)理電路和FPGA 數(shù)字濾波還原數(shù)據(jù)，從而實現(xiàn)數(shù)據(jù)通信。該方法驗證了利用單一電力電子電路同時實現(xiàn)功率變換和信號調(diào)制的可行性。但是該文獻并未分析電力電子電路的工作狀態(tài)對通信信號的影響，以及該方法的適用性。

本文分析利用電力電子電路的開關(guān)紋波實現(xiàn)PLC 的工作原理，以及調(diào)制方式的選擇。針對公共母線供電的Boost 電路，以變流器輸入端的電壓紋波為通信載波，通過對開關(guān)電路的功率/信號復(fù)合調(diào)制，在保持原有功率變換功能的基礎(chǔ)上，實現(xiàn)電源線載波通信功能，原理框圖如圖1 所示。

圖1 Boost 電路開關(guān)紋波調(diào)制框圖Fig.1 Switching ripple modulation diagram of Boost circuit

2 開關(guān)紋波信號調(diào)制的基本原理

現(xiàn)代電力電子變換電路工作的基本原理是通過半導(dǎo)體開關(guān)電路，配合電感、電容等無源器件，實現(xiàn)電能的變換。脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術(shù)是電力電子電路中最常用的控制方式。

圖2 是一般形式的PWM 調(diào)制波形，對其做傅里葉變換，可得

圖2 PWM 波形Fig.2Waveform of PWM

傳統(tǒng)的電力電子電路通過調(diào)節(jié)占空比d 控制每個開關(guān)周期的直流分量，而需要濾除其余的諧波分量。雖然功率信號經(jīng)輸入、輸出濾波器處理，但是在輸入端和輸出端仍然存在開關(guān)紋波，尤其以開關(guān)次諧波的幅值最大。如果利用該次諧波進行信號調(diào)制，就可以同時用來傳輸數(shù)據(jù)。

開關(guān)紋波信號調(diào)制的基本思想是：在調(diào)節(jié)占空比控制輸出功率的同時，通過對開關(guān)載波的調(diào)制實現(xiàn)數(shù)據(jù)通信。從頻域上分析，PWM 信號的基波分量控制變換器的功率輸出，而載波分量實現(xiàn)數(shù)字信號傳輸，因此該方法也可以認為是一種功率/信號頻分復(fù)合調(diào)制技術(shù)。

根據(jù)PWM 信號的傅里葉分析可以看出輸出功率與開關(guān)頻率和延時時間τT 無關(guān)，而調(diào)節(jié)延時時間τT 可以改變一次諧波的相位。因此，開關(guān)紋波的數(shù)字調(diào)制有兩種基本方法，即載波頻移鍵控（FSK）調(diào)制和相移鍵控（PSK）調(diào)制。本文僅分析FSK 調(diào)制系統(tǒng)，圖3 給出了采用載波FSK 調(diào)制的功率/信號復(fù)合調(diào)制的控制框圖。FSK 調(diào)制方法為：設(shè)備不發(fā)送數(shù)據(jù)時，Boost 電路的開關(guān)頻率設(shè)為fs；設(shè)備發(fā)送數(shù)據(jù)“0”時，Boost 電路的開關(guān)頻率變?yōu)閒0；設(shè)備發(fā)送數(shù)據(jù)“1”，Boost 電路的開關(guān)頻率仍為fs。

圖3 功率/信號頻分復(fù)合調(diào)制控制框圖Fig.3 Control block diagram of power/signal frequency division multiplexing modulation

設(shè)備發(fā)送數(shù)據(jù)時，數(shù)據(jù)以字節(jié)為單位，采用異步串行通信的方式輸出比特流（即每個字節(jié)加入起始位和停止位），再經(jīng)FSK 調(diào)制作為Boost 電路的PWM 載波。

3 Boost 電路的紋波信號幅度分析

理論上講，只要電力電子開關(guān)電路工作，在輸入端產(chǎn)生的電壓紋波都可以作為通信載波。但是，對于一個實用的載波通信電路，應(yīng)盡量保證載波信號的幅度穩(wěn)定。而電力電子電路的紋波信號幅度無法調(diào)節(jié)，且受到輸入電壓和輸出負載變化的影響，因此并非所有的電路拓撲都可以利用開關(guān)紋波進行數(shù)據(jù)通信。只有在一定范圍內(nèi)能夠保持紋波信號穩(wěn)定的電路拓撲，才適合應(yīng)用功率/信號復(fù)合調(diào)制技術(shù)實現(xiàn)紋波通信。

對于Buck 電路，由于其輸入端電流斷續(xù)，且紋波幅度受負載電流的影響很大，因此在輸入端產(chǎn)生的電壓紋波幅值將隨負載的改變而大范圍變化，不適合應(yīng)用于紋波通信系統(tǒng)。

對于Boost 電路，在CCM 模式下輸入電流波形iL如圖4 所示，輸入電流紋波峰峰值為

圖4 Boost 電路及其輸入電流波形Fig.4 Boost circuit and waveform of input current

分析可知，Boost 電路在CCM 模式下輸入電流紋波不隨負載電流變化。為避免Boost 電路工作在DCM 模式而影響電流紋波，本文采用圖4 所示的同步整流Boost 電路，保證電路工作在CCM 模式。

對穩(wěn)態(tài)輸入電流紋波做傅里葉分析，設(shè)輸出電壓保持不變，可以得到基波分量幅值為

占空比d 與基波電流幅值的關(guān)系如圖5 所示。可以看出，如果占空比在一定范圍內(nèi)變化，則基波電流的幅值也在一定范圍內(nèi)變化。如占空比在（0.3～0.6）區(qū)間變化，那么基波電流幅值的變化范圍是1.8dB（0.81Imax～Imax）。因此，只要將占空比限定在一固定區(qū)間，則基波電流幅值也將在一固定范圍內(nèi)變化。

圖5 PWM 占空比d 與基波電流幅值I1的關(guān)系（輸出電壓恒定）Fig.5 Relationship between PWM ratio d and current amplitude of base harmonic ripple I1(Constant output voltage)

4 開關(guān)載波形狀選擇

Boost 電路采用功率/信號復(fù)合調(diào)制方法同時傳輸功率和數(shù)據(jù)信號，為方便設(shè)計，應(yīng)保證這兩個功能在控制上相互獨立。即在系統(tǒng)發(fā)送通信數(shù)據(jù)時，不能影響變換器的功率輸出。以下分析Boost 電路采用不同形狀的載波時，開關(guān)頻率切換瞬態(tài)過程對主回路的影響。

4.1 鋸齒波載波

圖6 鋸齒波載波開關(guān)頻率切換過程Fig.6 Frequency switching process of sawtooth carrier

開關(guān)頻率切換到f2后，設(shè)占空比不變，相應(yīng)的開關(guān)紋波峰峰值變?yōu)椋虼诉@個開關(guān)周期的電流平均值變?yōu)?/p>

頻率切換前后兩個周期的平均電流變化為

由于 Boost 電路一個周期的輸出電流平均值iVT(AV)=(1-d)iAV，因此在占空比不變的情況下，頻率切換會產(chǎn)生輸出電流擾動。得到以下結(jié)論：對鋸齒波載波進行FSK 調(diào)制將影響B(tài)oost 電路的輸出功率回路，不利于功率與數(shù)據(jù)的解耦控制。

4.2 三角波載波

如圖7 所示，Boost 電路的開關(guān)頻率從f1切換到f2。設(shè)開關(guān)頻率為f1時電感平均電流為iAV1，電流紋波峰峰值為ΔiL1，由于在頻率切換點的電流瞬時值等于一個周期的平均電流iAV1，開關(guān)頻率切換到f1后，開關(guān)紋波峰峰值變?yōu)?，而每個周期的電感電流平均值保持不變，因此不會引起輸出電流的突變。

圖7 三角波載波開關(guān)頻率切換過程Fig.7 Frequency switching process of triangular carrier

綜上分析，可以得出結(jié)論：Boost 電路功率/信號復(fù)合調(diào)制的PWM 載波應(yīng)采用三角波。

5 功率/信號頻分復(fù)合調(diào)制系統(tǒng)的實現(xiàn)

圖8 是利用Boost 電路的開關(guān)紋波實現(xiàn)電源線載波通信的系統(tǒng)框圖，未包括信號接收與檢測部分電路。Vbus作為輸入電源總線，所有電源設(shè)備（PDn）的輸入端與其相連，同時也是數(shù)據(jù)傳輸信道。E1為電壓源，通過阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)Zr向Vbus供電。阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)Zr的作用是保證總線具有固定的交流阻抗。

圖8 Boost 電路開關(guān)紋波調(diào)制通信系統(tǒng)框圖Fig.8 Block diagram of the switching ripple modulation communication system based on Boost circuit

電源設(shè)備PD 從Vbus上獲取功率的同時，在總線上產(chǎn)生電流紋波。該電流紋波在Vbus上產(chǎn)生紋波電壓，其幅度由Vbus與地線間的交流等效阻抗決定。

本次臨床觀察結(jié)果為:觀察組33例患中,有26例治療效果顯著,6例患者治療有效,1例患者治療無效,治療總有效率為96.97%;對照組33例患者中,有19例治療效果顯著,8例患者治療有效,6例患者治療無效,治療總有效率為81.82%,P值小于0.05,差異具有統(tǒng)計學(xué)意義。由此可知,美托洛爾聯(lián)合胺碘酮治療心律失常的臨床效果較好。

設(shè)開關(guān)頻率為f、Lr和Cr足夠大，即匹配網(wǎng)絡(luò)滿足

則輸出紋波電壓主要由電阻Rr和Boost 電路輸入電容Cn決定。Boost 電路從輸入端分析，兩個互補的開關(guān)管等效于方波電壓源，而電感上的紋波電流為三角波，因此Boost 電路可以等效為三角波電流源，其交流等效電路如圖9 所示，Vbus上的電壓紋波值為

圖9 Boost 開關(guān)紋波調(diào)制通信系統(tǒng)的信號等效電路Fig.9 Equivalent circuit of the switching ripple modulation communication system based on Boost circuit

可以看出，多個PD 設(shè)備通信時總線上的波形為各個獨立電路的紋波線性合成。對于總線上的FSK 調(diào)制信號，接收端先通過帶通濾波器和放大電路將紋波信號整形和放大，再由DSP 采樣并通過離散傅里葉變換（DFT）算法，可獲取該頻率對應(yīng)的諧波分量，從而對信號進行解調(diào)。

6 實驗結(jié)果

根據(jù)圖8 設(shè)計了一個實驗平臺，共三個Boost模塊，電路完全一致，參數(shù)如下：

輸入電壓E1=13V

輸出電壓U1=U2=U3=20V

輸出電流I1=I2=I3=1A

Lr=120μH；Cr=14μF；Rr=0.33Ω

L1=L2=L3=300.μH；C1=C2=C3=0.47μF。

Boost 電路的輸出電壓閉環(huán)控制及通信編解碼過程由一片DSP 芯片TMS320F28035 完成。系統(tǒng)通信調(diào)制方法為：Boost 電路在不發(fā)送數(shù)據(jù)或發(fā)送“1”bit 時，采用頻率為f1=100kHz 的載波；發(fā)送“0”bit 時，采用頻率為f2=83.3kHz 的載波。每個bit 的持續(xù)時間為360μs，即通信速率為2.78kbit/s。根據(jù)上述電路參數(shù)，計算可知開關(guān)頻率為100kHz 時，單個模塊的輸入電流紋波峰峰值約為150mA，電壓紋波峰峰值約為50mV。開關(guān)頻率為83.3kHz 時，單個模塊的輸入電流紋波峰峰值約為180mA，電壓紋波峰峰值約為60mV。

在接收端，DSP 以 2μs 間隔對紋波信號進行A-D 轉(zhuǎn)換，并對最近180 個點的數(shù)據(jù)進行DFT 運算。設(shè)第一次的A-D 采樣序列為s(0)，s(1)，…，s(179)，則83.3kHz 信號幅度的DFT 計算公式為

下次DFT 運算時，采樣序列變?yōu)閟(1)，s(2)，…，s(180)，此時信號幅度的DFT 計算公式為

式（13）可轉(zhuǎn)換為

根據(jù)式（14）遞推公式，并利用DSP 內(nèi)部控制律加速器（CLA）的平行計算功能，可以在2μs 時間內(nèi)計算得到當(dāng)前序列的83.3kHz 載波分量幅值。如接收端計算得到的載波幅值大于程序內(nèi)部設(shè)定的閾值，則認為接收到有效信號，在數(shù)據(jù)接收引腳上輸出低電平。

圖10 為總線上僅有一個設(shè)備自發(fā)自收的波形，其中 u1為總線上的紋波信號經(jīng)濾波和放大后的波形；u2為發(fā)送的串行數(shù)字信號波形；u3為紋波信號經(jīng)DFT 算法解調(diào)后在數(shù)據(jù)接收引腳上輸出的串行信號波形。

圖10 發(fā)送信號、接收信號與紋波載波波形（總線接一個設(shè)備）Fig.10 Transmited signal,received signal and the waveform of ripple carrier (1 device in the bus)

總線接三臺設(shè)備時，總線上的電壓紋波等于所有設(shè)備的紋波合成，不發(fā)送數(shù)據(jù)時其幅值在 0～150mV 之間變化。圖11 為總線接三臺設(shè)備時的波形，其中一臺設(shè)備發(fā)送數(shù)據(jù)，其余兩臺設(shè)備處于接收狀態(tài)。u1為總線紋波信號經(jīng)濾波和放大后的波形；u2為發(fā)送的串行信號波形；u3為解調(diào)后的串行信號波形。由圖10 和圖11 可以看出，接收信號與發(fā)送信號相比有延時。該延時由式（14）的解調(diào)算法所引起，影響通信速率，但是只要采用較低的通信速率，不影響數(shù)據(jù)的準確傳輸。

圖11 發(fā)送信號、接收信號與紋波載波波形（總線接三個設(shè)備）Fig.11 Transmitted signal,received signal and the waveforms of ripple carrier (3 devices in the bus)

根據(jù)通信網(wǎng)絡(luò)的分層原理，紋波信號的調(diào)制與解調(diào)過程屬于物理層功能。而開關(guān)紋波通信系統(tǒng)是一個共享介質(zhì)的總線拓撲系統(tǒng)，必須有相應(yīng)的介質(zhì)訪問控制（MAC）協(xié)議，可采用主從輪詢方式或采用CSMA 協(xié)議，本文不再做深入討論。

7 結(jié)論

本文利用Boost 電路在功率變換過程中產(chǎn)生的開關(guān)紋波，在不增加額外信號調(diào)制電路的情況下，實現(xiàn)了直流電源線載波通信功能。該方法可用于小功率電源模塊，在幾乎不增加成本的前提下實現(xiàn)PLC 功能。

但是，該技術(shù)的實現(xiàn)需要合適的主電路拓撲結(jié)構(gòu)，對于公共母線系統(tǒng)，Boost 電路具有載波信號穩(wěn)定、與負載電流無關(guān)等優(yōu)點，在一定的占空比變化范圍內(nèi)，可以實現(xiàn)負載功率和數(shù)據(jù)信號的解耦傳輸。

利用開關(guān)紋波調(diào)制實現(xiàn)電源線通信在電源設(shè)備低成本信息傳輸、分布式電源系統(tǒng)和物聯(lián)網(wǎng)等領(lǐng)域開辟了廣闊的應(yīng)用前景。

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