鄒 洲

(中國西南電子技術研究所，成都610036)

1 引言

國際海事衛(wèi)星(Inmarsat)通信系統(tǒng)在各領域均得到廣泛應用，尤其在遇險搜救、航空航天、民航客運等領域提供了可靠的通信保障。除此之外，國際海事衛(wèi)星作為國際空間無線電通信站，擔負著各種通信任務，包括為軍隊提供應急通信服務等。隨著海事衛(wèi)星信號在現代電子戰(zhàn)爭中發(fā)揮的作用越來越重要，針對海事衛(wèi)星信號的測向也成為現代電子戰(zhàn)偵察技術研究的重要內容[1]。對海事衛(wèi)星終端發(fā)射的上行信號進行測向，可以準確掌握使用海事衛(wèi)星終端進行通信的目標的運動軌跡，對最終獲取目標的位置能起到很大的作用。

國內在測向方面的研究文獻較多:文獻[2]介紹了干涉儀測向體制的基本原理，分析了相位差模糊對測向精度的影響;文獻[3]提出了一種在FPGA中實現準實時測向的方法，但并行處理能力較弱，無法快速對多個頻點的信號同時測向;文獻[4]提出了適合IFF和TACAN脈沖的高精度實時測向模型，通過直接計算單脈沖IQ信號每一個樣點的相位獲取計算方位所需的相位差值，但對于短時長突發(fā)信號采用直接計算相位的方式會影響相位差的穩(wěn)定度和實時性;文獻[5]采用一塊DSP和兩塊FPGA完成了60 MHz帶寬內通信信號的準實時測向，但頻率分辨率較低只有12.5 kHz，所計算的相位差穩(wěn)定度不夠，硬件資源消耗較大;文獻[6]提出利用通信信號的四階累積量中的信息進行測向，但是由于計算復雜，工程實現難度很大。

與常規(guī)通信信號不同，海事衛(wèi)星信號均為短時突發(fā)信號，突發(fā)的持續(xù)時間約為幾十毫秒到幾百毫秒。以常見的海事衛(wèi)星MINI－M標準通信信號為例，調制方式為 OQPSK，速率為5.6 kb/s[7]。

基于海事衛(wèi)星信號的基本特征，本文提出了一種針對海事衛(wèi)星上行信號的測向工程實現方法并給出了FPGA和DSP設計。與文獻[4－5]相比，本文提出的海事衛(wèi)星信號測向方法首先優(yōu)化了信號預處理部分的設計，將測向的頻率分辨率提高到了5.7 kHz，從而能夠對頻率間隔為10 kHz的兩個海事衛(wèi)星信號同時進行測向;其次，對相位差的計算方法做了改進，采用將多次FFT輸出的IQ數據共軛相乘、累積、求平均和反正切運算的方式，在一定程度上消除了相位差波動時對測向精度的影響;最后，運用插值算法進一步提高了測向精度。

2 測向算法

2.1 測向算法選擇

在實際的信號環(huán)境中，海事衛(wèi)星信號的突發(fā)性和密集性也凸顯了高速實時測向的重要性，所選擇的測向算法必須實時性強、精度高、頻率分辨率高。

測向體制大致可分為幅度體制、相位體制(含相位敏感型體制)、幅相結合體制及時差體制四大類。在通信(連續(xù)信號)領域，目前應用較多的是相位或相位敏感型測向體制，典型的如干涉儀、多普勒、瓦特遜－瓦特和阿德柯克等。相位或相位敏感型體制在準確度、靈敏度等性能上較其他體制有一定優(yōu)勢，更為重要的是它具有潛在的分辨多信號的能力，因此相位或相位敏感型體制(如相關干涉儀等)正逐漸應用于測向領域。

而相關干涉儀測向體制可以相對降低對硬件一致性的要求，只要求保持相對穩(wěn)定，同時測向速度比較快，比較適合突發(fā)信號的測向，因此本方案中優(yōu)先考慮相關干涉儀測向體制。

2.2 相關干涉儀測向原理

相關干涉儀測向技術是從傳統(tǒng)干涉儀測向技術發(fā)展而來的。它不需要再按照經典的公式去計算，但仍然是利用天線之間的相位關系進行測向。來波在天線陣的每個陣元上產生感應電流，根據來波到達天線時間先后產生相位差。

入射信號經預處理后，輸出為其實部與虛部，再送到測向部分。在測向部分首先分別求出該信號在多通道干涉儀的相位，然后以其中一個通道為參考，求出其余通道與參考通道的相位差，通過多組相對相位差來計算出該信號的方位，整個測向過程的原理如圖1 所示。其中，a1、b1、a2、b2、a3、b3為 FFT 的輸出實部與虛部，Φ1、Φ2、Φ3分別為其相位，Φ12、Φ13是以Φ1參考的相對相位差。

圖1 測向原理框圖Fig.1 Principle diagram of direction － finding

不同天線陣元之間的組合可以得出一組相位差，我們把這組相位差稱為被測信號在天線陣的陣響應。在測向系統(tǒng)中，存在一個響應樣本，這個樣本是在設備出廠時，全頻段、全方位收集的標準陣響應樣本集。相關干涉儀測向就是將Φ12、Φ13等構成的多組相對相位差與標準樣本集進行相關比較，找出最相似的樣本，根據樣本在樣本空間的位置，獲取信號的入射方位。

海事衛(wèi)星上行通信信號的頻率范圍為1 626.5～1 660.5 MHz，采用相關干涉儀測向方法，測向天線選取孔徑為0.35 m的均勻圓陣。根據該天線陣的布陣形式，進行測向精度仿真分析，仿真條件為:信號頻率范圍為1 600～1 680 MHz頻段，間隔5 MHz提取一個頻點作為測向頻點。由于信噪比等各種外界因素會引起相位的波動，一般來說，對設備中的固定相位偏差采用靜態(tài)補償等手段進行校正后，考慮各種綜合因素影響，相位誤差可以控制在20°以內。所以在仿真中以隨機值的形式引入相位差誤差，隨機值分在10°以內、15°以內和20°以內3種情況分別進行仿真分析，結果表明，假設引入的不可校正的相位差誤差最大為20°時，測向精度仍然能夠小于1°。所以，針對海事衛(wèi)星信號的測向處理，采用相關干涉儀測向算法是完全適合的。

3 數字信號測向方案及實現

3.1 測向方案

測向方案原理如圖2所示，A/D采集單元對接收機輸出的中頻信號采樣量化后，實時傳輸到測向單元。測向單元將多路AD數據進行抽取、下變頻、濾波等預處理后，對預處理后的數據同時進行FFT運算，對高于門限的FFT輸出的IQ幅度數據進行反正切運算提取相位差信息，最后采用相關干涉儀算法計算方位值。

圖2 測向方案原理框圖Fig.2 The block diagram of direction － finding

3.2 方案的FPGA和DSP實現

3.2.1 總體設計

FPGA相對DSP并行處理能力要高得多，運算速度更快，但算法編程實現相對困難，而DSP的優(yōu)點在于算法實現相對簡單，命令控制更加靈活，但是處理速度較低。根據海事衛(wèi)星信號測向的性能需求，測向部分的實現采用一片DSP和一片FPGA完成。FPGA采用Xinlix公司的V5SX95T，DSP采用TI公司的TMS6414 DSP處理器。FPGA主要完成數字下變頻、FFT實時運算、相位差計算等并行處理運算，DSP主要完成方位計算、插值等計算功能。

整個測向模塊由FPGA+DSP實現，架構框圖如圖3所示。

圖3 FPGA和DSP軟件架構框圖Fig.3 Schematic diagram of FPGA and DSP software structure

3.2.2 測向的頻率分辨率優(yōu)化

R表示頻率分辨率，fs表示采樣率，N表示FFT點數。根據頻率分辨率的公式

海事衛(wèi)星上行通信信號分布在1 626.5～1 660.5 MHz頻段內，那么測向帶寬定為36 MHz覆蓋整個頻段較為合適。海事衛(wèi)星上行信號之間的頻率最小間隔為10 kHz，要達到10 kHz以上的測向頻率分辨率，N=8 192，通過計算可以得到 R=5.7 kHz。

信號預處理模塊包含對A/D數字信號的抽取、下變頻、濾波處理三部分，考慮到上述因素，結合系統(tǒng)中AD采樣率、接收機中頻帶寬、接收機中頻中心頻率，對不同的接收機輸出帶寬采用不同系數的FIR濾波器的IP核完成數字下變頻設計。接收機的輸出帶寬為60 MHz，中心頻率為140 MHz，A/D采樣率Fs為187.2 MHz，下變頻采用 Fs/4混頻，以降低資源消耗。CIC濾波器級數建議大于等于4;FIR濾波器的采樣率為46.8 MHz，通帶截止頻率為18 MHz，阻帶截止頻率為20 MHz，階數50。預處理模塊的實現框圖如圖4所示。

圖4 預處理模塊實現框圖Fig.4 Preprocessing module

3.2.3 相位差計算方法的改進

在對常規(guī)通信信號進行測向時，通常采用FFT運算和反正切函數相結合的方式計算相位差。FFT運算產生的頻譜數據為復數IQ數據，對其進行反正切運算就可以得到每個頻點所對應的相位，再將每一路的相位互相進行相減運算，獲得各路之間的相位差。但是當相位差值在0°/360°或者±180°波動時，使用這種相位直接相減的方法有一定概率會引起相位差計算結果出錯的情況，同時在受到外界干擾時，相位差在一定程度上會出現波動，會影響最終的方位計算結果。為解決這兩個問題，本文對相位差計算方法進行了改進，其實現結構如圖5所示。

圖5 相位差計算原理框圖Fig.5 Phase difference calculation module

具體方法是采用5個pipelined Streaming I/O的FFT模塊并行處理，將第1路FFT輸出的每個頻點所對應的IQ兩路數據與其他4路FFT輸出的每個頻點對應的IQ兩路數據的共軛值相乘，再經過N次相同的FFT和共軛相乘運算，將多次結果求和后再求平均，得到4組穩(wěn)定的IQ數據并做反正切運算，可求得一組穩(wěn)定的相位差。反正切計算采用Cordic IP core的Arctan運算完成，在IP core生成時合理選擇Iterations及Presision的參數設置，在滿足相位差精度的要求下，盡量減少資源消耗。

8 192點FFT完成一次運算的時間約為89 μs，將128次FFT運算的結果累加求平均后求的相位差值，需耗費約12 ms。由于海事衛(wèi)星信號的突發(fā)持續(xù)時間至少為20 ms以上，所以這種相位差累積計算的方法完全滿足海事衛(wèi)星上行信號的測向實時性需求。

3.2.4 插值算法

根據相關系數公式

其中，φj是相位差庫中待測向頻點第j個建庫方位下的相位差;φi是待測向頻點的已標校相位差，i為相位差序號(i=1，2，…，N);j為相位差建庫方位序號(j=1，2，…，M，M為某頻點上建庫方位個數)。

通過計算M個方位上的相關系數ρj，并計算ρj(j=1，2，…，M)的最大值，找出最大值對應的方位角，即為粗測測向值θc。

由于硬件資源的限制，相位差庫中的角度間隔為2°，粗測向方位值即為2的整數倍，通過插值運算可以提高測向方位的精度。

根據粗測測向值θc、粗測測向值的相關系數 ρj、粗測測向值位置前一個點的相關系數 ρj－1、粗測測向值位置后一個點的相關系數ρj+1、相位差庫方位建庫間隔為θj，可通過下式計算出通過余弦插值得到的細測測向結果θ:

4 實例數據解算驗證

為了對本文提出的海事衛(wèi)星信號測向系統(tǒng)方案的效果進行評估，采用實際的海事衛(wèi)星終端發(fā)射的上行突發(fā)通信信號作為Matlab仿真數據和硬件試驗平臺的輸入數據，信號的調制方式為OQPSK信號，速率為5.6 kb/s，信噪比為12 dB，每一個突發(fā)的持續(xù)時間為60～300 ms左右，信號入射方位角為91.5°。經測試計算，測向精度的實測值與理論值如圖6所示。

圖6 測向精度Fig.6 Accuracy of direction － finding

從圖6可以看出，測向精度的實測值比理論值只降低了0.5°左右，實測值的測向精度平均值達到了 1.3°。

試驗硬件平臺所使用的FPGA芯片為Xinlinx公司的xc5vsx95t，DSP芯片為 TI公司的 TMI6414t，FPGA設計使用Xilinx公司的集成開發(fā)工具ISE進行仿真、綜合、布線等。利用ISE軟件內嵌的工具對FPGA的資源消耗情況進行統(tǒng)計，器件資源消耗情況如表1所示，其中使用率最大的Slice為70%，Blockram使用率為63%，其余的都在40%以下。

表1 FPGA的資源占用情況Table1 FPGA resource consumption summary

通過計算機的顯控軟件所顯示的硬件平臺綜合處理結果如圖7所示，包括功率(單位dB)、信號中頻輸出頻率、方位值等。從圖7可以看出，顯控軟件所顯示的測向結果與真實值91.5°相比，測向精度仍優(yōu)于 1.5°。

圖7 海事衛(wèi)星信號測向結果Fig.7 The display of direction － finding result

5 結束語

本文結合海事衛(wèi)星信號的特征，以相關干涉儀測向體制為基礎，提出了適用于海事衛(wèi)星信號測向處理的技術方法。該方法在FPGA和DSP中合理分配算法的實現模塊，減少硬件資源的消耗，通過優(yōu)化算法提高了測向的頻率分辨率和相位差的穩(wěn)定度，運用插值改善了測向精度。最后通過試驗樣機對實采海事衛(wèi)星信號數據的測向分析結果可以證明，測向精度優(yōu)于1.5°，滿足實際工程項目的需要。

在未來的研究工作中，可以以本文提出的測向方案為基礎，根據工程的實際需要，進一步提高測向精度和頻率分辨率。

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