楊樹濤+賀天章+劉俊國

摘 要： 逆變是整流的逆過程，逆變器是將低壓直流電轉(zhuǎn)換成交流電的裝置。為了能將轉(zhuǎn)換后的交流電送回電網(wǎng)，實現(xiàn)能量再循環(huán)，設(shè)計了基于DSP的并網(wǎng)逆變器，采用倍頻單極性SPWM技術(shù)實現(xiàn)逆變控制，并利用DSP外設(shè)CAP檢測逆變器輸出電流頻率和相位，以軟鎖相技術(shù)實現(xiàn)逆變器輸出電流的相位和頻率與電網(wǎng)電壓同步；利用DSP外設(shè)ADC采集逆變器的輸出電流與電網(wǎng)的電壓，采用PI閉環(huán)調(diào)節(jié)以增加逆變器輸出電流的穩(wěn)定性，最后搭建實驗樣機驗證設(shè)計的可行性。

關(guān)鍵詞： 并網(wǎng)逆變器； 能量回饋控制； DSP； 軟鎖相； PI閉環(huán)調(diào)節(jié)

中圖分類號： TN710?34； TM464 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）18?0159?04

Design of DSP based grid?connected inverter

YANG Shu?tao， HE Tian?zhang， LIU Jun?guo

（Luoyang Electronic Equipment Test Center of China， NO.111， PO Box 066， Mengzhou 454750， China）

Abstract： Inverter is an inverse process of rectifier， which convert low?voltage DC to AC. In this paper， a DSP based grid?connected inverter is designed to feed back the converted AC to the power grid to realize the energy recycle. The unipolar SPWM technology is used to realize the inversion control. CAP interface of DSP is utilized to detect the frequency and phase of inverter output current. The software phase?locked technology is taken to achieve the synchronization of inverter output current phase and frequency with the grid voltage. ADC is used to collect the inverter output current and the power grid voltage information. PI closed?loop control regulation is adopted to enhance the stability of inverter output current. An experimental prototype was designed to verify the technical performance of the grid?connected inverter.

Keywords： grid?connected inverter； energy feedback control； DSP； software phase locked loop； PI closed?loop regulation

0 引 言

逆變器也稱逆變電源，逆變器是能將其他形式的能量（蓄電池、太陽能電池、電機制動、電源老化試驗等）轉(zhuǎn)變成交流電（工頻或中頻交流電）的裝置。其通過控制半導(dǎo)體功率器件的開關(guān)，把直流電能轉(zhuǎn)變成交流電能[1]。

并網(wǎng)逆變器輸出年工頻交流電，且輸出電流的頻率和相位與市電的頻率和相位相同，它能以最大功率因數(shù)向電網(wǎng)回饋能量，是UPS、饋能式電子負載、分布式電站的核心控制器。逆變技術(shù)原理在1931年提出，1948年美國西屋電氣公司研制成功。隨著新型功率器件和計算機技術(shù)的發(fā)展，如今功率開關(guān)器件從20世紀60年代的SCR到大功率高頻IGBT，為逆變器向大容量方向發(fā)展奠定了基礎(chǔ)[2]。隨著微電子技術(shù)的發(fā)展，逆變控制器件從分立模擬電路到高速DSP，使先進的控制技術(shù)如矢量控制技術(shù)、多電平變換技術(shù)、重復(fù)控制、模糊邏輯控制等在逆變領(lǐng)域得到了較好的應(yīng)用[3]，為逆變器恒壓、恒流、恒功率和并網(wǎng)等控制提供了理論依據(jù)和實現(xiàn)方法。

1 逆變實現(xiàn)原理

逆變器輸出220 V市電，一般有先逆變后調(diào)壓和先調(diào)壓后逆變兩種實現(xiàn)方式。前一種方式使用工頻變壓器將逆變輸出交流電壓調(diào)至市電，后一種方式先用高頻變壓器斬波至[2202]V直流后直接逆變輸出市電。因工頻變壓器體積大、效率低，本文選用先調(diào)壓后逆變實現(xiàn)方式。其原理圖如圖1所示。前級采用推挽正激式開關(guān)電源，它結(jié)合正激拓撲結(jié)構(gòu)輸出功率大和推挽式拓撲變壓器磁芯利用率高的優(yōu)點，前級調(diào)壓可參照直流開關(guān)電源設(shè)計。后級逆變控制一般采用脈寬調(diào)制PWM技術(shù)，由于要控制逆變器輸出正弦交流電，其PWM調(diào)制方式稱SPWM。SPWM是實現(xiàn)正弦逆變的關(guān)鍵技術(shù)，它基于采樣控制理論中的面積等效原理，SPWM是脈沖寬度按正弦規(guī)律變化的PWM波，若將一個周期內(nèi)的正弦波劃分為2N等份，每等份的脈寬都是[π2N]，則這列正弦波可看作2N個彼此相連的脈寬相等而幅值不等的脈沖序列，在每個特定的時間間隔中，都可以用一個脈沖幅度為Ua且面積等于相應(yīng)的正弦脈沖面積的矩形脈沖代替，這樣2N個寬度不等，但幅值相等的脈沖序列就組成了一個與正弦波等效的脈寬調(diào)制PWM波形[3]。

圖1 逆變器主電路結(jié)構(gòu)

模擬的SPWM控制方式如圖2所示。

圖2 SPWM的實現(xiàn)方法

數(shù)字SPWM的產(chǎn)生原理與模擬電路相同，只是載波通過DSP計數(shù)表示，調(diào)制波通過寫入DSP存儲器的離散正弦表表示，DSP通過比較計數(shù)器的計數(shù)值和正弦表中對應(yīng)值決定SPWM輸出端的電平輸出。

逆變器開關(guān)管時序及等效SPWM輸出如圖3所示。

圖3 SPWM調(diào)制原理

2 DSP并網(wǎng)控制

2.1 鎖相的實現(xiàn)

DSP的事件管理器模塊中的CAP單元能夠捕獲外部輸入信號的相位和頻率，是實現(xiàn)軟件鎖相環(huán)控制的前提。由于DSP的CAP引腳只允許輸入TTL信號，首先應(yīng)將傳感器的輸出信號調(diào)整為TTL信號，為此將傳感器采集的市電電壓正弦信號送入比較器件LM339，如圖4所示，市電的正弦電壓每經(jīng)過一個過零點，該電路輸出電平即跳變一次。

圖4 CAP調(diào)整電路

TMS320LF2407A有EVA，EVB兩個事件管理器6個捕獲端口，本文選擇捕獲端口CAP1，CAP2分別作為電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流的捕獲端口，軟件設(shè)定上升沿有效，當CAP1或CAP2捕捉到上升沿跳變時，DSP自動判斷是哪路信號發(fā)生跳變，并將定時器的計數(shù)值存入相應(yīng)的一個二級深的FIFO堆棧CAPxFIFO（x=1，2），它將作為頻率、相位調(diào)整的依據(jù)[4]。當捕獲端口捕獲到上升沿電平信號后，捕獲單元發(fā)出中斷請求并進入中斷處理程序，程序首先判斷是電壓過零還是電流過零引起的中斷。若為電壓中斷，則將CAP1FIFO的值賦給自定義變量CAP1，同時將計數(shù)器清零，這樣軟件每次捕獲到的值即是電網(wǎng)電壓的周期值，相應(yīng)調(diào)節(jié)周期寄存器的值，既可實現(xiàn)逆變輸出電流的周期與電網(wǎng)電壓周期一致；若為逆變器輸出電流過零引起的中斷，則將CAP2FIFO的值賦給自定義變量CAP2。在CAP1中斷中，每當電網(wǎng)電壓過零時計數(shù)器被清零，電網(wǎng)電壓總是被作為逆變器輸出電流的相位參照點，則實際CAP2的值即為逆變輸出電流相位滯后或者超前電網(wǎng)電壓的值。在每次中斷中使正弦表指針朝減小與電網(wǎng)電壓相位差的方向增減一定的值，從而使逆變器輸出電流的相位最終與電網(wǎng)電壓的相位一致，頻率相位的調(diào)整過程如圖5所示。

電壓過零硬件捕獲調(diào)整電路輸出波形如圖6所示，其中通道CH1為電網(wǎng)電壓波形，CH4為包含電網(wǎng)電壓信息的TTL。

鎖相時，逆變電流（CH4）跟隨電網(wǎng)電壓（CH1）的過程如圖7所示?？梢钥闯觯孀冚敵鲭娏飨辔黄椒€(wěn)的向電網(wǎng)電壓相位靠攏，鎖相調(diào)節(jié)沒有給逆變器的輸出電流造成沖擊。

2.2 基于PI的閉環(huán)控制

連續(xù)控制系統(tǒng)比例積分調(diào)節(jié)器（PI）控制規(guī)律為[3]：

[u（t）=KPe（t）+1TI0te（t）dt+u0] （1）

式中，u（t）為輸出控制量；e（t）為偏差；KP為比例系數(shù)；TI為積分時間常數(shù)；u0為系統(tǒng)初始值。

圖5 PLL鎖相逆變電流頻率和相位的調(diào)整

圖6 電壓過零TTL

圖7 逆變電流跟隨電網(wǎng)電壓

分析逆變器輸出級電路，取電網(wǎng)電流為狀態(tài)變量，有：

[LdIodt=Uac-Unet-IoRL] （2）

將式（2）做拉氏變換：

[Io（s）=GL（s）[Uac（s）-Unet（s）]] （3）

式中GL（s）為濾波器傳遞函數(shù)。將逆變器等效為一個小慣性環(huán)節(jié)，則逆變器的傳遞函數(shù)為[5?6]：

[GPWM（s）=KPWMTPWMs+1] （4）

式中，TPWM為小時間常數(shù)，可取三角載波的周期；KPWM為逆變器增益，取輸入直流電壓值與三角載波峰值的比，則逆變器采用PI電流閉環(huán)控制系統(tǒng)的模型如圖8所示。

圖8 逆變輸出電流閉環(huán)控制系統(tǒng)數(shù)學模型

為了實現(xiàn)系統(tǒng)的無靜差跟蹤，用二階最佳工程設(shè)計法對PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)進行整定，二階品質(zhì)最佳系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為[3]：

[Φo（s）=12T2s1+122T2s] （5）

由圖8可知逆變系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

[G（s）=GPI（s）GPWM（s）GL（s）] （6）

其中GPI（s）為PI的傳遞函數(shù)，其一般形式為：

[GPI（s）=KPs+KIs] （7）

結(jié)合式（6）、式（7）并近似取[KPKI=LRL，]電流閉環(huán)控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

[G（s）=1RLsKIKPWM（TPWMs+1）] （8）

比照[Φo（s）]的相關(guān)系數(shù)，最終求得PI傳遞函數(shù)的參數(shù)：

[KI=RL2KPWMTPWM， KP=L2KPWMTPWM] （9）

DSP（TMS320LF2407A）集成16路10位高精度A/D轉(zhuǎn)換器，可方便地把外部模擬信號轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號。由于DSP的ADCIN能接收的電壓范圍為0～3.3 V，為此傳感器采集到的正弦信號需要調(diào)整，設(shè)計的硬件調(diào)整電路如圖9所示，調(diào)節(jié)R3，使傳感器的輸入信號經(jīng)放大器U1A縮放成幅值為±5 V的電壓信號，并經(jīng)U1B放大器上-5 V參考電壓偏壓、縮放后，在ADCIN輸出0～3.3 V的電壓信號。

圖9 信號采集與調(diào)理電路

軟件設(shè)置計數(shù)器周期中斷啟動ADC，并在外設(shè)中斷寄存器中取出采樣值，DSP根據(jù)采樣值進行PI運算，軟件流程圖如10所示。

圖10 增量式PI控制流程圖

建立圖11所示的Simulink仿真模型，將參數(shù)KP，KI寫入Simulink的PI控制器，在Scope中觀測逆變電壓、電網(wǎng)電壓、逆變電流和參考電流，仿真波形如圖12所示。

圖11 電子負載饋能控制Simulink模型

可以看出當參考電流增大時，逆變器輸出的電流相應(yīng)增大，逆變輸出電流的調(diào)整過程較平滑，即在PI閉環(huán)控制下，參考電流的調(diào)整沒有給逆變器的輸出電流造成沖擊，系統(tǒng)穩(wěn)定性較好。

圖12 Simulink仿真波形

3 結(jié) 語

本文簡述了逆變器的工作原理以及并網(wǎng)逆變器的主要控制技術(shù)，并設(shè)計了基于DSP LF2407A為控制核心的并網(wǎng)型逆變器，逆變控制采用SPWM方案。并網(wǎng)控制方面主要采用軟件鎖相技術(shù)和PI閉環(huán)控制。利用DSP的CAP外設(shè)，設(shè)計出快速可靠的逆變電流跟隨電網(wǎng)電壓的軟件鎖相環(huán)，并在數(shù)字示波器上實時觀測鎖相的動態(tài)過程；利用DSP的ADC外設(shè)，實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓、逆變輸出電流的數(shù)據(jù)采集，為系統(tǒng)的PI閉環(huán)控制做準備。文中推導(dǎo)了增量式PI控制PI系數(shù)的推導(dǎo)，并建立仿真模型，觀測在逆變電流逐漸變大時逆變電流的穩(wěn)定性。

參考文獻

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圖9 信號采集與調(diào)理電路

軟件設(shè)置計數(shù)器周期中斷啟動ADC，并在外設(shè)中斷寄存器中取出采樣值，DSP根據(jù)采樣值進行PI運算，軟件流程圖如10所示。

圖10 增量式PI控制流程圖

建立圖11所示的Simulink仿真模型，將參數(shù)KP，KI寫入Simulink的PI控制器，在Scope中觀測逆變電壓、電網(wǎng)電壓、逆變電流和參考電流，仿真波形如圖12所示。

圖11 電子負載饋能控制Simulink模型

可以看出當參考電流增大時，逆變器輸出的電流相應(yīng)增大，逆變輸出電流的調(diào)整過程較平滑，即在PI閉環(huán)控制下，參考電流的調(diào)整沒有給逆變器的輸出電流造成沖擊，系統(tǒng)穩(wěn)定性較好。

圖12 Simulink仿真波形

3 結(jié) 語

本文簡述了逆變器的工作原理以及并網(wǎng)逆變器的主要控制技術(shù)，并設(shè)計了基于DSP LF2407A為控制核心的并網(wǎng)型逆變器，逆變控制采用SPWM方案。并網(wǎng)控制方面主要采用軟件鎖相技術(shù)和PI閉環(huán)控制。利用DSP的CAP外設(shè)，設(shè)計出快速可靠的逆變電流跟隨電網(wǎng)電壓的軟件鎖相環(huán)，并在數(shù)字示波器上實時觀測鎖相的動態(tài)過程；利用DSP的ADC外設(shè)，實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓、逆變輸出電流的數(shù)據(jù)采集，為系統(tǒng)的PI閉環(huán)控制做準備。文中推導(dǎo)了增量式PI控制PI系數(shù)的推導(dǎo)，并建立仿真模型，觀測在逆變電流逐漸變大時逆變電流的穩(wěn)定性。

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圖9 信號采集與調(diào)理電路

軟件設(shè)置計數(shù)器周期中斷啟動ADC，并在外設(shè)中斷寄存器中取出采樣值，DSP根據(jù)采樣值進行PI運算，軟件流程圖如10所示。

圖10 增量式PI控制流程圖

建立圖11所示的Simulink仿真模型，將參數(shù)KP，KI寫入Simulink的PI控制器，在Scope中觀測逆變電壓、電網(wǎng)電壓、逆變電流和參考電流，仿真波形如圖12所示。

圖11 電子負載饋能控制Simulink模型

可以看出當參考電流增大時，逆變器輸出的電流相應(yīng)增大，逆變輸出電流的調(diào)整過程較平滑，即在PI閉環(huán)控制下，參考電流的調(diào)整沒有給逆變器的輸出電流造成沖擊，系統(tǒng)穩(wěn)定性較好。

圖12 Simulink仿真波形

3 結(jié) 語

本文簡述了逆變器的工作原理以及并網(wǎng)逆變器的主要控制技術(shù)，并設(shè)計了基于DSP LF2407A為控制核心的并網(wǎng)型逆變器，逆變控制采用SPWM方案。并網(wǎng)控制方面主要采用軟件鎖相技術(shù)和PI閉環(huán)控制。利用DSP的CAP外設(shè)，設(shè)計出快速可靠的逆變電流跟隨電網(wǎng)電壓的軟件鎖相環(huán)，并在數(shù)字示波器上實時觀測鎖相的動態(tài)過程；利用DSP的ADC外設(shè)，實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓、逆變輸出電流的數(shù)據(jù)采集，為系統(tǒng)的PI閉環(huán)控制做準備。文中推導(dǎo)了增量式PI控制PI系數(shù)的推導(dǎo)，并建立仿真模型，觀測在逆變電流逐漸變大時逆變電流的穩(wěn)定性。

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