楊晉嶺,張英俊，謝斌紅

(1.太原科技大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，山西 太原 030024；2.太原科技大學(xué) 計算機學(xué)院，山西 太原 030024)

一種新型開關(guān)磁阻電機軟開關(guān)功率電路

楊晉嶺1,張英俊2，謝斌紅2

(1.太原科技大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，山西 太原 030024；2.太原科技大學(xué) 計算機學(xué)院，山西 太原 030024)

針對開關(guān)磁阻電機調(diào)速系統(tǒng)的開關(guān)器件在工作過程中，會產(chǎn)生大的電磁干擾和大的功率損耗問題，提出了一種基于新型電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)的功率變換電路拓撲。該電路是在傳統(tǒng)的硬開關(guān)不對稱逆變橋的各開關(guān)器件上并聯(lián)緩沖電容，實現(xiàn)對相開關(guān)的零電壓關(guān)斷；同時，在直流母線上加入一個由二個電感與一個電容為主要組成元件的諧振環(huán)，通過對此諧振環(huán)中諧振開關(guān)的合理控制，即可實現(xiàn)對相開關(guān)的零電壓開通及對諧振開關(guān)的零電流或零電壓軟通斷。通過對功率電路工作原理和動作模式過程的分析，得出需滿足的軟開關(guān)條件。具有此諧振環(huán)的軟開關(guān)變換器，有效區(qū)間大、功率損耗小，因而提高了開關(guān)磁阻電機調(diào)速系統(tǒng)的效率和性能。用Matlab仿真實驗驗證了此電路的正確性與有效性。

開關(guān)磁阻電機；軟開關(guān)；并聯(lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)；功率變換電路

開關(guān)磁阻電機(Switched Reluctance Motor,SRM)采用雙凸極結(jié)構(gòu)，轉(zhuǎn)子無線圈，具有結(jié)構(gòu)簡單、工作可靠、容錯能力強的特點[1-3]。由其構(gòu)成的開關(guān)磁阻電機調(diào)速系統(tǒng)(SRD)，已被越來越多地應(yīng)用于環(huán)境惡劣而要求安全性能高的煤礦領(lǐng)域。如應(yīng)用于采煤機、局部通風(fēng)機和帶式輸送機等[4-7]。但是，作為組成SRD的重要部件—功率器件，在開關(guān)過程中，會產(chǎn)生電磁干擾(du/dt,di/dt)和開關(guān)損耗(p=ui)問題。這些問題不僅會降低逆變器效率，還會增加功率器件熱量，降低系統(tǒng)的可靠性。尤其在頻率較高、功率較大時，此問題更為突出。對此，一種有效地解決手段是采用軟開關(guān)技術(shù)。

近些年，研究人員提出了許多軟開關(guān)的拓撲結(jié)構(gòu)，但能應(yīng)用于SRD，或有關(guān)SRD方面軟開關(guān)技術(shù)的文獻報道較少[8-14]，因此還需在這方面，進一步豐富和完善。如文獻[8]提出的電路拓撲，在一定程度上改善了系統(tǒng)的性能，但其相開關(guān)沒能完全實現(xiàn)軟通斷。文獻[9-10]提出的電路拓撲僅適用于單開關(guān)SR電機變換器。文獻[11]采用諧振電感與逆變橋串聯(lián)方式，電機繞組及諧振回路所需電流均須經(jīng)過諧振電感,使電感本身的容量、體積和損耗都較大，效率較低。文獻[12-13]提出了并聯(lián)準(zhǔn)諧振直流環(huán)變換器，在直流母線上并聯(lián)諧振環(huán)，提高了通用性及母線的利用率，但跨接在母線上的開關(guān)影響系統(tǒng)的可靠性。

鑒于以上問題，筆者提出了一種新型基于電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)的SRD軟開關(guān)變換器電路。該電路具有以下特點：① 直流母線電壓充放電的過渡期短，有效保持區(qū)間大；② 諧振電感和諧振電容的容量較小，功率損耗??；③ 所有開關(guān)均實現(xiàn)了軟通斷，且其承受的電壓不超過直流電源電壓；④ 直流母線零電壓槽的持續(xù)時間可根據(jù)實際情況自由選擇，具有良好的可控性能；⑤ 輔助開關(guān)器件沒有直接跨接在直流母線上，從而克服了母線電壓不為零時，因其誤導(dǎo)通而發(fā)生短路的可能；⑥ 諧振元件的參數(shù)不隨負載參數(shù)的變化而變化，有良好的通用性。

1 軟開關(guān)變換器電路拓撲分析

1.1 電路拓撲

新型的電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)(Capacitor Divider Parallel Resonant DC Link,CDPRDCL)SRD軟開關(guān)變換器如圖1所示，電路由新型電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)①和改進的不對稱逆變橋②組成。其中，電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)包括：4個相同的電解電容CF1～CF4，4個相同的均壓電阻R1～R4，實現(xiàn)電源電壓均分平衡；1個諧振電容Cr，2個相同的諧振電感Lr和Lr1，2個輔助二極管VDr2和VDr3，3個輔助開關(guān)器件Va1～Va3及其反并聯(lián)二極管VDa1～VDa3，組成諧振回路，為其后的逆變橋提供零電壓開通條件。改進的不對稱逆變電橋，是在硬開關(guān)不對稱電橋的基礎(chǔ)上[14-15]，給每個相開關(guān)并聯(lián)了一個緩沖電容，分別為C1～C6，實現(xiàn)對各相開關(guān)的零電壓軟關(guān)斷。直流電源Ud經(jīng)此變換器給6/4極SRM相繞組驅(qū)動電路供電。為了簡化分析，本電路做了以下假設(shè)：電路中所有開關(guān)元件及二極管均作為理想器件。由于負載電感值遠大于諧振電感值，且PWM頻率較高，因此在一個開關(guān)周期中，可近似認為負載電流為恒流I0，其數(shù)值取決于各相電流及PWM的占空比。

圖1 電容分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)SRD功率變換電路Fig.1 The circuit structure of CDPRDCL SRD converter

1.2 諧振工作模式分析

此諧振電路工作過程可分為兩大階段：PWM工作模式階段和換相階段。

1.2.1PWM工作模式階段

以圖1的A相為例說明其PWM軟開關(guān)控制過程。電路采用單管斬波方式，即在V2保持開通條件下，V1采用PWM斬波方式。圖2為一個PWM斬波周期，7種模式階段的控制時序及諧振波形。其中,SV1為開關(guān)V1的觸發(fā)信號；SVa1，SVa2，SVa3分別為開關(guān)Va1，Va2，Va3的觸發(fā)信號；iLr，iLr1為諧振電感Lr及Lr1電流；uCr為諧振電容Cr電壓。

圖2 時序及諧振波形Fig.2 The time sequence and resonant waveforms of CDPRDCL converter

(1)模式a(～t0)，初始階段。開關(guān)Va2，Va3保持斷態(tài)，開關(guān)Va1，V1保持通態(tài)，uCr為Ud，電源給A相供電。

(2)模式b(t0～t1)，延遲階段。在t0時刻，關(guān)斷開關(guān)V1。由于電容C1與開關(guān)V1并聯(lián)，所以此關(guān)斷為ZVS關(guān)斷。此時，負載電流經(jīng)開關(guān)V2→VD2續(xù)流,母線回路電流為零。t1時刻，關(guān)斷輔助開關(guān)Va1。因電容電壓uCr初始為Ud，不能突變，所以開關(guān)Va1關(guān)斷為ZVZCS關(guān)斷。設(shè)延遲時間為T0=t1-t0。

(3)模式c(t1～t2)，放電階段。在關(guān)斷開關(guān)Va1的同時，開通輔助開關(guān)Va2。uCr由Ud通過Va2→VDr2→Lr→CF4回路放電。因iLr不能突變，所以輔助開關(guān)Va2為ZCS開通。iLr由0逐漸增大，同時uCr由Ud逐漸減小。當(dāng)uCr降為Ud/4時，iLr達負的最大值。之后，uCr，iLr都衰減。t2時刻，uCr，iLr分別減小至0。由于二極管VDr2的反向截止作用，使Cr與Lr諧振結(jié)束。此時，關(guān)斷Va2，此關(guān)斷屬ZVZCS關(guān)斷。模式表達式為

(1)

(2)

(3)

諧振為半個諧振周期，所以，持續(xù)時間為

(4)

(4)模式d(t2～t3)，零電壓階段。在此階段，直流母線電壓已為零。閉合開關(guān)V1，屬ZVS閉合。此段時長可通過觸發(fā)Va3的時刻自由調(diào)節(jié)。設(shè)該時段時長T2=t3-t2。

(5)模式e(t3～t4)，諧振電感電流與負載電流平衡階段。t3時刻，開通開關(guān)Va3，此為ZCS開通。此時電感電流流經(jīng)的路徑為：Lr1→Va3→VDr3→V1→A相→V2。在隨iLr1線性增加的同時，續(xù)流二極管VD1的電流iVD1線性減小。t4時刻，iLr1與A相負載電流I0相等，VD1被反向截止。此模式表達式為

(5)

此時段時長，

(6)

(6)模式f(t4～t5)，諧振電容充電階段。t4之后，電感電流iLr1開始大于負載電流I0且繼續(xù)增加。其中，iLr1一部分電流與負載電流I0相平衡；另一部分電流流經(jīng)電容Cr，并產(chǎn)生諧振。此時，電容電壓uCr由零開始上升。此模式表達式為

(7)

當(dāng)uCr上升至3Ud/4時，Lr1兩端電壓為零，iLr1達到最大值。之后，iLr1開始減小，Lr1開始釋放能量，使uCr繼續(xù)上升。t5時刻，即uCr升至Ud時，反并聯(lián)二極管VDa1被正向?qū)?，且uCr保持為Ud不變。此狀態(tài)持續(xù)至iLr1降至負載電流I0結(jié)束。此過程用時半個諧振周期，時長表達式為

(8)

(7)模式g(t5～t6)，電源供電階段。t5時刻，因uCr已升為Ud，所以開通Va1屬ZVZCS開通。此時，負載電流I0由直流電源和電感電流iLr1共同提供。由于諧振電感Lr1兩端反向施加Ud/4，所以其電流iLr1衰減速度較快。t6時刻，電感電流iLr1降為零，負載電流I0開始全由電源提供。此時，在反向電壓作用下，二極管VDr3被反向截止。關(guān)斷開關(guān)Va3，屬ZVZCS關(guān)斷。表達式為

(9)

該段時長，

(10)

之后，電路狀態(tài)又回到初始模式a，準(zhǔn)備開始下一周期的工作。

1.2.2換相模式階段

當(dāng)需換相，如需A相切換到B相時，存在兩種可能的工作模式：① 單管模式，即V1為斷態(tài)，開關(guān)V2需關(guān)斷。此時，由于C2與V2并聯(lián)，故此關(guān)斷為ZVS關(guān)斷。② 雙管模式，即開關(guān)V1，V2同時由通態(tài)需關(guān)斷。由于V1，V2分別并聯(lián)電容C1，C2，故此關(guān)斷為ZVS關(guān)斷。無論哪一種工作模式，關(guān)斷后，A相繞組續(xù)流的路徑均為：A相→VD1→VDa1→電源Ud→VD2。對于B相V3，V4的開通時刻，應(yīng)該在開關(guān)V4已由位置傳感器觸發(fā)，且母線電壓諧振為零期間開通，屬ZVS開通。依此方式，可分別對A→B→C→A換相。

2 實現(xiàn)軟開關(guān)的條件

根據(jù)以上各工作模式過程分析，在元件參數(shù)確定的情況下，除了T0，T2可調(diào)整外，其它模式時間都是確定的。設(shè)，

(11)

相開關(guān)最高頻率應(yīng)滿足：fmax≤1/T。

(12)

式中，Imax為充電諧振支路對應(yīng)的最大電流值；Tx為電容電壓由3Ud/4升至Ud時所用的時間；Za為負載阻抗。

否則，諧振開關(guān)Va1不能滿足零電壓軟開通，Va3不能零電流關(guān)斷。

當(dāng)然，Lr與Cr的比值也不宜過大，否則會影響系統(tǒng)性能，甚至?xí)筕a1，Va2不能實現(xiàn)軟通斷。

綜上所述，Lr與Cr的參數(shù)選擇，應(yīng)綜合考慮PWM周期、式(12)及iVa2應(yīng)在關(guān)斷Va2之前已衰減為零等條件。

3 仿真及結(jié)果分析

為了驗證電路拓撲的可行性與理論分析，本文采用Matlab軟件對SRM功率電路進行了數(shù)字仿真。諧振元件參數(shù)和電機一組參數(shù)值見表1。

設(shè)T0=3 μs，T2=15μs，并根據(jù)各模式的結(jié)果和元件參數(shù)，得其時間參數(shù)，見表2。

由式(11)得，最小周期不能低于29.81μs。選PWM開關(guān)周期T為100μs，即頻率為10kHz。

表1實驗電路元件參數(shù)
Table1AsetofcircuitparameterofCDPRDCLcircuit

Ri/WLi/mHUd/VLr，Lr1/μHCr/nFCi/pF21528010250 1

表2各模式時間值
Table2Thecalculatingvaluesofintervalsineverymode

μs

3.1 開關(guān)元件仿真結(jié)果分析

在一個開關(guān)周期內(nèi)，各開關(guān)元件的控制信號、uCr，iLr及iLr1的仿真波形如圖3所示。可以看出，當(dāng)輔助開關(guān)Va1關(guān)斷，Va2閉合時，電容電壓uCr由Ud開始放電至零；諧振電感Lr電流迅速增至最大值約10.45A，而后衰減至零。在母線電壓為零期間，相開關(guān)V1開通。當(dāng)輔助開關(guān)Va3閉合后，電源開始經(jīng)Lr1給相繞組供電，iLr1由零直線上升至相繞組電流I0。隨著iLr1的進一步增加，uCr開始由零迅速上升至Ud。之后，輔助開關(guān)Va1閉合，iLr1經(jīng)過峰值電流約為112.9A后開始減小。當(dāng)諧振電感電流iLr1衰減至零后，Va3關(guān)斷?？梢姡朔抡娼Y(jié)果與理論分析一致。

圖3 SRD變換器的控制時序及諧振波形Fig.3 The resonant simulation waveforms of SRD converter

圖4(a)為相開關(guān)V1通斷時的控制信號、電流和電壓波形。在SV1變?yōu)楦唠娖綍r，uV1已為零；iV1突變?yōu)樨撦d電流的一半(這是因為在V1開通時，一半負載續(xù)電流經(jīng)VD1→V1支路；另一半負載續(xù)電流經(jīng)V2→VD2支路)，故V1在ZVS條件下開通。V1關(guān)斷時的時間軸局部放大如圖4(b)所示?？梢钥闯觯?dāng)iV1降為零后，uV1由零開始上升，所以V1在ZVS條件下關(guān)斷。

諧振電路3個開關(guān)Va1，Va2，Va3的觸發(fā)信號、電流和電壓波形如圖5所示?？梢钥闯?，Va1為ZVZCS關(guān)斷，ZVZCS開通；Va2為ZCS開通，ZVZCS關(guān)斷；Va3為ZCS開通，ZVZCS關(guān)斷。

以上結(jié)果得知，此變換器的所有開關(guān)器件都實現(xiàn)了軟通斷。

3.2 諧振元件功率損耗及過渡速度分析

電路功率損耗一般由兩部分組成：開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。由以上分析得知，電路中所有開關(guān)元件的開關(guān)損耗為零。因此，在負載參數(shù)相同，且忽略諧振電感及諧振電容損耗的條件下，電路的功率損耗大小，是由諧振開關(guān)及二極管的導(dǎo)通損耗來確定。諧振電路總功pr耗表達式為

圖4 相V1開關(guān)軟開關(guān)波形Fig.4 The soft-switching simulation waveforms of V1

圖5 輔助開關(guān)Va1，Va2及Va3波形Fig.5 Auxiliary-switch waveforms of Va1,Va2 and Va3

(13)

式中，fc為開關(guān)頻率；uCE為開關(guān)或二極管的通態(tài)壓降；iLr(t)為隨時間變化的諧振電流。

針對功率損耗，在頻率、負載、諧振開關(guān)及二極管參數(shù)相同的條件下，本電路與文獻[14]提出的軟開關(guān)功率電路進行了比較。圖6(a)為文獻[14]的諧振電壓和電流波形，圖6(b)為本設(shè)計的諧振電壓和電流波形。由兩圖的仿真結(jié)果，可以看出：圖6(a)的諧振元件在直流母線零電壓階段和母線電壓過渡階段(即母線電壓由Ud過渡到0及由0過渡到Ud)有功耗，而在高電平保持階段無功耗；本電路的諧振元件僅在母線電壓過渡階段有功耗，而在零電壓凹槽階段和高電平保持階段無功耗。并在此基礎(chǔ)上，得出了二諧振電路不同負載條件下的功率損耗，如圖7所示。可以看出，文獻[14]的諧振功耗隨負載的變化不明顯，其值約為51.1W。本設(shè)計電路，滿負載時，諧振損耗約為42.79W，小于文獻[14]的功耗。并且隨著負載的減小，諧振功耗進一步減小。這是由于諧振電感Lr1的導(dǎo)通時長及最大電流值與負載電流I0有關(guān)。因此，與文獻[14]的軟開關(guān)變換器相比，本電路的功率損耗較小。

圖6 諧振電容電壓及電感電流波形Fig.6 The waveforms of uCr and iLr

圖7 諧振環(huán)功耗曲線Fig.7 Power loss curves of resonant link

在一個PWM斬波周期內(nèi)，母線電壓的高、低電平所占區(qū)間的大小與PWM的占空比有關(guān)。減小母線電壓的過渡時間，有利于擴大PWM的有效區(qū)間，改善系統(tǒng)的工作性能。由圖6可知，母線電壓的過渡時間分別為：1.05×2=2.1μs和0.85×2=1.7 μs。可見，圖6(b)中的電壓過渡時間較短，即在相同周期內(nèi)，本設(shè)計電路的母線電壓有效區(qū)間大，系統(tǒng)性能佳。

4 結(jié) 論

提出的新型分壓并聯(lián)諧振直流環(huán)軟開關(guān)逆變電路，與相關(guān)文獻提出的逆變電路相比，其諧振電感在充、放電回路中接于不同母線分壓處，可有效地縮短直流母線充、放電的過渡時間，擴大其有效區(qū)間，從而提高了系統(tǒng)工作的性能。此輔助諧振電路與逆變橋并聯(lián)，且僅在母線充、放電的過渡期被導(dǎo)通，使諧振元件在減小容量的同時，也減小了導(dǎo)通時間，降低了變換電路的功率損耗，提高了效率。

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《煤炭學(xué)報》綜合排名挺進前十名

2013年9月27日，中國科技期刊論文統(tǒng)計結(jié)果發(fā)布，《中國科技期刊引證報告(核心版)》統(tǒng)計指標(biāo)顯示：《煤炭學(xué)報》總被引頻次達到了3 812，影響因子達到了1.238，綜合評價總分為93.8分，綜合評價總分在統(tǒng)計的1994種科技核心期刊中名列第9位。相比2012年的各項指標(biāo)(總被引頻次3 191次、影響因子1.119、綜合評價總分82分、綜合排名第34位等)，2013年又上了一個新臺階。

AnewSRMsoftswitchingpowercircuit

YANG Jin-ling1,ZHANG Ying-jun2,XIE Bin-hong2

(1.SchoolofElectronicInformationEngineering,TaiyuanUniversityofScienceandTechnology,Taiyuan030024,China;2.SchoolofComputerScienceandTechnology,TaiyuanUniversityofScienceandTechnology,Taiyuan030024,China)

With regard to the electromagnetic interference and power loss generated in the operation of the switches in switched reluctance motor drive(SRD)system,the paper proposed a converter with a new kind of capacitor divider parallel resonant DC link(CDPRDCL).The converter was to realize the zero-voltage-turn-off of the phase switches by connecting one buffer capacitor to each switch in conventional asymmetric inverters;and to realize the zero-voltage-turn-on of the phase switches,and the soft operation of the resonant switches,by adding a resonant link containing,as the main components,two inductors and one capacitor and through reasonably controlling the resonant switches in this link.The required condition for soft-switching was obtained by analyzing the working principle and operation process of the circuit.The soft-switching converter with such a resonant link has a larger effective interval and a lower power loss,thereby enhancing the efficiency and performances of SRD.Finally,the validity and efficiency of the converter are verified by MATLAB simulation.

switched reluctance motor;soft-switching;parallel resonant DC link；converter circuit

10.13225/j.cnki.jccs.2013.0215

山西省科技重大專項計劃基金資助項目(20121101001);山西省科技攻關(guān)基金資助項目(20100322004);山西省國際合作計劃基金資助項目(20110081033)

楊晉嶺(1971—)，男，山西河津人，講師。Tel:0351-2354881，E-mail:yjlyjl98@sina.com

TM352

A

0253-9993(2014)01-0179-07

楊晉嶺,張英俊，謝斌紅.一種新型開關(guān)磁阻電機軟開關(guān)功率電路[J].煤炭學(xué)報,2014,39(1):179-185.

Yang Jinling,Zhang Yingjun,Xie Binhong.A new SRM soft switching power circuit[J].Journal of China Coal Society,2014,39(1):179-185.doi:10.13225/j.cnki.jccs.2013.0215