李　帥,于少娟

(太原科技大學(xué)電子信息工程學(xué)院,太原 030024)

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基于Z源網(wǎng)絡(luò)的模塊化多電平逆變器拓?fù)湓O(shè)計(jì)*

李帥,于少娟*

(太原科技大學(xué)電子信息工程學(xué)院,太原 030024)

摘要:傳統(tǒng)多電平逆變器存在著不能升壓的缺點(diǎn)而使其的應(yīng)用受到限制。根據(jù)Z源網(wǎng)絡(luò)可實(shí)現(xiàn)升降壓的功能,提出將Z源網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用到模塊化多電平逆變器(MMC)中。通過對Z源網(wǎng)絡(luò)和MMC的原理及運(yùn)行狀態(tài)的分析,設(shè)計(jì)出含Z源網(wǎng)絡(luò)的MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、升壓策略、包含MMC子模塊電容電壓平衡控制的調(diào)制策略,通過控制Z源網(wǎng)絡(luò)的直通占空比就可以靈活控制輸出電壓。仿真結(jié)果驗(yàn)證了新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略的正確性和優(yōu)越性。

關(guān)鍵詞:電力電子;模塊化多電平逆變器;仿真;Z源網(wǎng)絡(luò);電容電壓平衡控制;調(diào)制策略;直通占空比

傳統(tǒng)逆變器屬于降壓型逆變器,即輸出電壓的峰值小于直流側(cè)電壓值[1],為了增大其適用場合,文獻(xiàn)[2]提出了將DC/AC變換器加入到逆變器直流側(cè)以提高適用范圍,這樣的缺點(diǎn)是加大了系統(tǒng)復(fù)雜度,提高了控制的難度。Z源逆變器被提出后,由于具有諸多優(yōu)點(diǎn)引起了學(xué)者們的廣泛關(guān)注,Z源網(wǎng)絡(luò)的靈活性高,能將電壓源或電流源等任意種類的電源耦合到變換器電路中去[3-4]。

模塊化多電平逆變器(MMC)于2001年被首次提出,它具有諸多優(yōu)點(diǎn):(1)可實(shí)現(xiàn)高電壓及大功率電能變換;(2)輸出電壓諧波特性好;(3)由于電壓電流變化率較小,對器件的沖擊小;(4)等效出的開關(guān)頻率高;(5)子模塊電容獨(dú)立儲能,從而保證可擴(kuò)展及可靠性;(6)共直流側(cè)電壓,從而可應(yīng)用在一些特殊要求的設(shè)備中。被認(rèn)為是最有前途的變換器之一[5-9,11]。但是它也存在著多電平逆變器的缺點(diǎn),其直流側(cè)的電壓得不到充分的利用:交流側(cè)輸出電壓峰值比直流電壓小,這就限制了該逆變器的應(yīng)用范圍,為了克服該逆變器不能升壓的缺點(diǎn),本文提出將Z源網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用到MMC中,Z源網(wǎng)絡(luò)具有可實(shí)現(xiàn)升降壓的特性,通過對升壓因子的設(shè)置即可實(shí)現(xiàn)靈活調(diào)節(jié)輸出到逆變器直流側(cè)的電壓值。

本文根據(jù)MMC的特點(diǎn),設(shè)計(jì)出含Z源網(wǎng)絡(luò)的MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),制定了整合MMC電容電壓平衡控制的調(diào)制策略,最后通過MATLAB/SIMULINK進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

1　Z源網(wǎng)絡(luò)升壓原理分析

在對網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行分析的時候,將該網(wǎng)絡(luò)中的器件都視為理想器件,開關(guān)頻率也達(dá)到要求。為了使網(wǎng)絡(luò)對稱以便于分析和計(jì)算,將電感L1、L2,電容C1、C2的值符合式(1)。

(1)

根據(jù)該對稱Z網(wǎng)絡(luò)的特性,我們可以得出:

(2)

Z源網(wǎng)絡(luò)一般工作在兩種狀態(tài)下,直通狀態(tài)下和非直通狀態(tài)下,當(dāng)工作在非直通狀態(tài)下時的等效電路圖如圖1所示。

圖1　非直通狀態(tài)是Z源網(wǎng)絡(luò)的簡化電路

這個狀態(tài)時,直流源處的二極管導(dǎo)通,在這種情況下輸出側(cè)相當(dāng)于一個恒流源,滿足式(3)。

(3)

式中的V0表示直流源電壓,Vi為Z源網(wǎng)絡(luò)的輸出直流電壓。

直通狀態(tài)下的Z源網(wǎng)絡(luò)等效電路如圖2所示。

圖2　直通狀態(tài)下的Z源網(wǎng)絡(luò)簡化電路

當(dāng)直通狀態(tài)時,Vd的電壓大于V0,所以二極管處于截止?fàn)顟B(tài),滿足以下關(guān)系式

(4)

根據(jù)伏秒平衡法則,在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時,該網(wǎng)絡(luò)中儲能電感的平均電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)為零。聯(lián)立以上兩式可得

(5)

式中的T0為一個觸發(fā)周期中直通狀態(tài)的維持時間,T1為一個觸發(fā)周期中非直通狀態(tài)的維持時間,T為該觸發(fā)周期的總時間。

由式(5)經(jīng)過簡單變換即可得到

(6)

式中的D0為直通狀態(tài)的占空比。由該式可計(jì)算出該網(wǎng)絡(luò)的電容電壓。

在非直通的時候,Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓Vi對輸入電壓V0的增益B可以用下式求得

(7)

由式(7)可知,Z源網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓可以通過改變直通占空比靈活地調(diào)整,這使得基于Z源網(wǎng)絡(luò)的逆變器的適用范圍大大增加。

2　MMC工作過程分析

MMC是由包含2個各自接有反并聯(lián)二極管的IGBT以及一個模塊電容構(gòu)成的子模塊構(gòu)成。MMC的主電路結(jié)構(gòu)和各個模塊的結(jié)構(gòu)分別如圖3和圖4所示。

圖3　MMC主電路結(jié)構(gòu)

圖4　MMC子模塊結(jié)構(gòu)

一個子模塊的工作狀態(tài)有3種:開通、關(guān)斷、閉鎖。開通狀態(tài)指開關(guān)管1閉合開關(guān)管2斷開,關(guān)斷狀態(tài)是指開關(guān)管1斷開,開關(guān)管2閉合,閉鎖狀態(tài)是指開關(guān)管1和2都斷開,開關(guān)管1和2同時閉合的狀態(tài)在系統(tǒng)中是不允許的。MMC主電路包含6個由子模塊串聯(lián)的橋臂,其中每相包含上下2個橋臂,子模塊數(shù)量根據(jù)應(yīng)用場合確定,例如在高壓直流輸電系統(tǒng)中子模塊的數(shù)量高達(dá)400個。

在實(shí)際工作的過程中,每相的每個模塊電容的電壓在電壓平衡控制策略的控制下都可以等效為一個可控電壓源,通過設(shè)計(jì)合適的調(diào)制策略來控制各個模塊的切入切出即可控制輸出多電平電壓。

3　基于Z源網(wǎng)絡(luò)的MMC拓?fù)湓O(shè)計(jì)

由于MMC內(nèi)部的每個子模塊都有電容與之串聯(lián),簡單的直通狀態(tài)會導(dǎo)致電容短路,造成電能的大量流失和電容電壓失衡,所以不能對子模塊施加直通矢量,本文考慮到MMC的這種特性,所設(shè)計(jì)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5所示。

Z源網(wǎng)絡(luò)輸出端單獨(dú)接有一個開關(guān)管,獨(dú)立地對直通時間進(jìn)行靈活控制,與MMC的連接處接有二極管,以防止直通時MMC儲能電容容量向Z源網(wǎng)絡(luò)流動,這樣的好處是不用改變MMC的特性,沒有將對MMC的控制復(fù)雜化,而且在對MMC進(jìn)行擴(kuò)展時也不用改變直通策略,直接與原有模塊串聯(lián)即可。

由于Z源網(wǎng)絡(luò)直通的時間相比非直通的時間很短,在MMC的直流側(cè)儲能電容的作用下,電壓波動很小,可視作與非直通狀態(tài)下的Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓相等,表達(dá)式如式(8)所示。

(8)

4　含調(diào)制策略的MMC電容電壓平衡

MMC常用的調(diào)制方法有載波移相PWM調(diào)制(CPS-SPWM),載波層疊PWM調(diào)制(PDPWM)、特定消諧波脈寬調(diào)制(SHE-PWM)等,CPS-SPWM調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是方法簡單,器件利用率平衡。缺點(diǎn)是加大了不必要的開關(guān)頻率,增加了系統(tǒng)損耗;PDPWM調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是最大程度降低了器件的開關(guān)頻率,缺點(diǎn)是對器件的利用率不平衡,加大電容電壓平衡控制的難度。SHE-PWM調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是輸出電壓諧波特性良好,缺點(diǎn)是計(jì)算復(fù)雜,有時候需要通過離線查表的方式確定開關(guān)規(guī)則,不便于MMC的擴(kuò)展。

本文提出新型含電容電壓平衡控制的載波平移調(diào)制策略,該策略將高頻三角載波靈活地上下平移,來控制與之對應(yīng)的子模塊的導(dǎo)通規(guī)律,具體控制方法是先劃定子模塊電容電壓界限,當(dāng)所有子模塊電壓在該界限內(nèi)時,對所有三角載波進(jìn)行周期的向下平移,最底層的載波則移動到頂層,如果有模塊電壓超過或低于界限時,對MMC子模塊電壓進(jìn)行排序,然后根據(jù)橋臂電流的方向?qū)?yīng)子模塊的三角載波進(jìn)行分層,如果橋臂電流方向?yàn)檎?那么將三角載波按子模塊電壓從低到高排序,最低的在最下層,這樣電壓低的充電時間加長,電壓高的充電時間減少,當(dāng)橋臂電流方向?yàn)樨?fù)時將三角載波按子模塊電壓從高到低排序,最高的在最下層,這樣就可在調(diào)制的時候達(dá)到控制電容電壓的目的。劃定電壓界限有2個好處:一是避免了在電容電壓在允許范圍波動時的不必要的排序計(jì)算,減小系統(tǒng)損耗,二是在電容電壓正常時有利于對各個器件均衡使用,從一定程度上維持電容電壓均衡。三角載波通過平移改變和正弦調(diào)制波的交叉點(diǎn)的原理圖如圖6所示。

圖6　載波平移原理圖

5　系統(tǒng)仿真

在MATLAB/SIMULINK中搭建系統(tǒng)仿真模型,MMC各項(xiàng)參數(shù)為:MMC每相上下橋臂各4個模塊,模塊儲能電容值為1 mF,環(huán)流抑制電感值為0.01 mH。三角載波頻率為5 000 Hz,直流側(cè)儲能電容值為6 mF。

Z源網(wǎng)絡(luò)各項(xiàng)參數(shù)為:網(wǎng)絡(luò)電感值0.9 mH,網(wǎng)絡(luò)電容值2200 μF,網(wǎng)絡(luò)輸入直流電壓400 V,初始直通占空比0.28,初始網(wǎng)絡(luò)輸出電壓910 V。

負(fù)載及LC濾波器參數(shù)為:濾波電容值1.5 mF,濾波電感值為0.06 mH,負(fù)載容量為1 000 W。

系統(tǒng)初始運(yùn)行在直通占空比為0.28的狀態(tài)下,此時Z源網(wǎng)絡(luò)的電容電壓為654 V,網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓為910 V,在t=0.5 s時將直通占空比設(shè)定為0.2,此時Z源網(wǎng)絡(luò)的電容電壓很快下降到533 V,網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓下降為666 V。

圖7(a)為直通占空比變化時的MMC輸出電壓變化曲線,圖7(b)為MMC輸出電流變化曲線,可見Z源網(wǎng)絡(luò)對MMC輸出電壓的提升效果明顯,通過調(diào)節(jié)直通占空比的方式可在一定范圍內(nèi)靈活調(diào)節(jié)輸出電壓電流大小。圖8(a)為直通占空比變化時的MMC直流側(cè)電容電壓變化曲線,圖8(b)為Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓變化曲線。

圖7　直通占空比由0.28到0.2的輸出電壓電流響應(yīng)

圖8　直通占空比變化時電容電壓變化曲線

圖9為直通占空比變化時的Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓波形,圖10(a)為直通占空比為0.28時的MMC子模塊電容電壓,圖10(b)為直通占空比為0.2時的MMC子模塊電容電壓。

圖9　Z源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓波形圖

圖10　U相8個子模塊電容電壓曲線

6　結(jié)論

本文在分析了Z源網(wǎng)絡(luò)升壓機(jī)理和MMC工作原理的基礎(chǔ)上提出了基于Z源網(wǎng)絡(luò)的MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),設(shè)計(jì)了整合電容電壓平衡控制的調(diào)制策略,新策略通過對載波的上下平移來改變其對應(yīng)子模塊的開關(guān)規(guī)律來實(shí)現(xiàn)電容電壓平衡控制和對器件的均衡利用,在實(shí)現(xiàn)調(diào)制和電容電壓平衡控制的前提下大大減小了子模塊的開關(guān)頻率。仿真驗(yàn)證了電容電壓平衡控制效果良好,MMC升壓控制靈活,響應(yīng)迅速。

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李帥(1986-),男,碩士研究生,從事電力電子在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用研究,420315733@qq.com;

于少娟(1971-),女,教授,碩士生導(dǎo)師,從事電氣系統(tǒng)智能控制技術(shù)研究,yushao71@yeah.net。

DesignofModularMultilevelConverterTopologyBasedonZ-SourceNetwork*

LIShuai,YUShaojuan*

(College of Electronic Information Engineering,Taiyuan University of Science and Technology,Taiyuan 030024,China)

Abstract:Because traditional multi-level inverter can’t boost the voltage,its application is limited.As the Z-source network can boost and buck voltage,the combination of Z-source and MMC(Modular Multilevel Converter)is put forward.The topology of Z-source based MMC,boosting voltage strategy and modulation strategy including balance control of MMC sub-module capacitor voltage have been designed by analyzing operation principle and running status of Z-source network and MMC,thus the output voltage can be controlled flexibly by controlling direct duty ratio of Z-source network.Finally,the validity and superiority of this topology and control strategy are validated by simulation results.

Key words:power electronics;modular multilevel converter;simulation;Z-source network;capacitor voltage balance control;modulation strategy;direct connection duty ratio

doi:EEACC:836010.3969/j.issn.1005-9490.2014.05.038

中圖分類號:TM46

文獻(xiàn)標(biāo)識碼:A

文章編號:1005-9490(2014)05-0978-05

收稿日期:2013-09-03修改日期:2013-09-30

項(xiàng)目來源:山西省研究生優(yōu)秀創(chuàng)新項(xiàng)目(20133112);太原科技大學(xué)校博科技研究啟動基金(20122033);山西省高校教改項(xiàng)目(J2011130);山西省高校教改項(xiàng)目(J2013064)