姚正武

(江蘇聯合職業(yè)技術學院南京工程分院,南京 211135)

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晶閘管變流設備電源精確過零檢測技術*

姚正武*

(江蘇聯合職業(yè)技術學院南京工程分院,南京 211135)

研究低壓交變電壓過零脈沖的生成電路在于克服相關專利技術因采用降壓變壓器、整流或光耦器件、較復雜電子電路等,而使得電路在過零檢測的精確性等方面存在的不足。通過分析設計交變電壓過零檢測環(huán)節(jié)、微分環(huán)節(jié)、脈沖整形和輸出環(huán)節(jié)等,采用自建電路并檢測各環(huán)節(jié)波形,可知電路過零脈沖誤差低于0.5 μs,功耗低于9.4 mW。故與現有技術相比電路具有諸多優(yōu)點,可應用于晶閘管變流設備的定相和觸發(fā)控制、交流電源的檢測等方面。

電工;過零脈沖生成;脈沖波形測量;限幅;過零檢測;微分環(huán)節(jié);同步

當前有關低壓交流電源過零檢測的專利技術中,電路因采用了降壓變壓器、整流器件、光耦器件或較復雜電路等,使得過零檢測的準確性和在工程實際應用價值方面存在著較多的不足。本文將通過創(chuàng)新設計和實驗論證一種低壓交變電壓過零脈沖的生成電路來解決存在的問題,并進一步推廣分析在晶閘管變流設備等方面的應用意義。

1 電路設計分析

精確的低壓交變電壓過零脈沖生成電路系統工作原理如圖1(a)所示。輸入的低壓交變電壓ui經交變電壓過零檢測環(huán)節(jié)在輸出端A點生成隨ui交變變化的方波信號[1],方波的周期與ui周期相同。該方波信號輸入微分環(huán)節(jié),在輸出端B點生成前沿很陡、后沿有一定寬度的正負尖脈沖信號[2],該信號周期與輸入的方波信號同。B點的正負尖脈沖信號經脈沖整形和輸出環(huán)節(jié)濾掉負尖脈沖,并把正尖脈沖整形成有一定寬度的與TTL電平相適應的負脈沖信號輸出。

圖1 低壓交變電壓過零脈沖生成電路原理圖

該電路系統由交變電壓過零檢測環(huán)節(jié)、微分環(huán)節(jié)、脈沖整形和輸出環(huán)節(jié)等組成。交變電壓過零檢測環(huán)節(jié)由電阻R01、R02、二極管D01、D02、運放A1、電阻R03、電源+vcc組成。微分環(huán)節(jié)主要由C01、R04、運放A2等組成。脈沖整形和輸出環(huán)節(jié)主要由三極管V1、電阻R05、R06等組成。系統組成電路原理圖如圖1(b)所示。

1.1 交變電壓過零檢測環(huán)節(jié)設計原理

運放A1采用電壓比較器,當交變電壓ui處于正方向時,若ui值大于等于二極管D01的導通電壓VON時,D01導通,在運放A1同相和反相輸入端之間由于二極管D01的限幅作用而被鉗位為VON,保護了運放A1的輸入端,在A點運放A1輸出高電平(若運放A1采用單電源+vcc,則該高電平值與電源+vcc接近);若ui值小于二極管D01的導通電壓VON但大于運放輸入端的失調電壓Δui時,D01正向阻斷,在運放A1同相和反相輸入端之間電壓等于ui值,在A點A1仍然輸出高電平;當ui值小于失調電壓Δui時,由于ui值很小,與交變電壓ui由正及負的理論零點非常接近,故認為此時過零,A點出現高電平向低電平的跳變[3]。

當交變電壓ui處于負方向時,同理由于二極管D02的限幅作用,而使得運放輸入端電壓被鉗位為-VON以下,在A點運放A1輸出低電平(若運放A1采用單電源+vcc,接地端接地,則該低電平值接近于零)。

電阻R03作為電壓比較器輸出的上拉電阻,一般可取10 kΩ以下。電阻R01與R02取值相等,其值由ui最大值和二極管D01(或D02,兩者相同)正向導通電流和泄漏電流確定。二極管D01或D02的耐壓值,則根據交變電壓ui幅值來選用。由于受到電子二極管和運放A1絕緣耐壓水平的影響,本電路一般適用于1 kV以下的低壓交變電壓過零檢測。若交變電壓ui是周期性對稱交流電壓,A點的波形則如圖2(a)所示,圖中T1是高電平寬度。

圖2 A、B兩點電壓波形圖

該環(huán)節(jié)在應用中需注意以下8個細節(jié)問題:

(1)分壓電阻R01與R02取值相等,且不宜過大或過小,其值由ui最大值和二極管D01(或D02,兩者相同)正向導通電流和泄漏電流確定。阻值過大會使二極管正向壓降過低,二極管導通困難,阻值過低,會使二極管正向導通電流過大,使分壓電阻功耗過大和二極管損壞。若按本文試驗電路,ui是220 V市電交流電,二極管為IN4007(或IN4148),電阻R01與R02取值270 kΩ。

(2)分壓電阻R01與R02分別串接在交變電壓ui兩端,且不應采用阻容電路取代,以免過零點后移,導致過零檢測準確度下降,與交變電壓ui不同步。

(3)兩個二極管D01、D02選型相同,且按一個損壞,另一個額定電壓要能承受電路最大反向峰值電壓的2倍～3倍選擇。按本文試驗電路,二極管選型為IN4007(額定電壓為1 000 V,額定正向工作電流為1 A)。

(4)運放A1作為電壓比較器,應選用輸入端失調電壓比較小的運放,以免對交變電壓ui過零點檢測的精確度下降。若按本文試驗電路,A1選用LM393,其輸入端失調電壓為2 mV。

(5)運放A1的同相或反相輸入端必須接地,與本系統電路采取共地連接,以免輸出端A點不能產生與交變電壓ui同步的標準方波波形。

(6)運放A1的輸出端A點必須接上拉電阻R03,一般可取10 kΩ以下。

(7)運放A1工作電源與輸出端電源+vcc相同,取+5 V,且為穩(wěn)壓電源,以下各環(huán)節(jié)同。

(8)受系統電路板和元器件絕緣強度以及電子二極管承壓能力所限,交變電壓ui幅值不能過高,本電路一般適用于1 kV以下的低壓交變電壓過零檢測。

1.2 微分環(huán)節(jié)設計原理

運放A2反相和同相輸入端因“虛短”而接地,因“虛斷”可視作電流為零而開路[4],這樣微分電路與V1基極電阻R05、基極和發(fā)射極PN結內阻rbe構成C01充放電回路,其等效電路如圖2(b)所示,圖中理想二極管VD代表V1基極和發(fā)射極之間PN結導通方向,內阻rbe值由所選三極管V1定。圖2(b)中所示,當uA從低電平跳轉到高電平時,C01充電,就構成了一階零狀態(tài)響應電路,此時C01兩端電壓uC將近似按式(1)e指數規(guī)律變化,B點電壓uB也將近似按式(2)e指數規(guī)律變化[5]。式中τ為時間常數,其表達式如式(3)所示,只要合理選擇C01、R04、R05等參數值,使τ?T1,一般T1可選10τ以上,則可生成如圖2(c)所示的尖脈沖[6]。

(1)

(2)

τ=(R04+R05+rbe)C01

(3)

該環(huán)節(jié)在工程應用中需注意以下3個細節(jié)問題:

(1)合理選擇C01、R04、R05等參數值,使時間常數τ?T1,一般T1可選10τ以上。按本文試驗電路,交變電壓ui為市電,C01選用E222M(2 200pF),R04、R05分別取值15kΩ、30kΩ,三極管S9013基極和發(fā)射極PN結內阻rbe(一般為幾百歐到幾千歐)取5kΩ,則τ=110μs?T1=10 000μs(10ms)。

(2)選用C01、R04、R05等器件時,參數值不宜過大或過小。過大則使τ≤T1的條件不滿足,微分電路生成不了與圖2(c)所示的尖脈沖,過小則使尖脈沖后沿的寬度太小,使下一環(huán)節(jié)生成的負脈沖不利于檢測和應用。

(3)運放A2的同相輸入端必須接地,工作電源取+5V。

1.3 脈沖整形和輸出環(huán)節(jié)設計原理

B點所形成的尖脈沖如果達到三極管V1基極和發(fā)射極之間的導通電壓,則V1導通,從C點輸出低電平,此值接近V1飽和導通壓降,一般為0.3V,根據圖2(b)所示正尖脈沖前沿極陡,后沿有一定寬度的情況,三極管V1輸出應該迅速由高電平跳變到低電平,產生一個很陡的下降沿,然后保持低電平,直到正尖脈沖后沿下降到低于V1基極和發(fā)射極之間的導通電壓,三極管V1截止,輸出重新恢復到高電平,輸出脈沖如圖3所示。因V1基極和發(fā)射極之間正向阻斷過程中正向漏電流下降到零存在一個過程,如圖4所示虛線向左部分[7],故V1集電極輸出uo在由低電平重新恢復到高電平的上升沿不再很陡,存在一個過程,如圖3所示脈沖的上升沿。

圖3 三極管V1輸出的低電平脈沖波形圖

在B點的負尖脈沖反映的是交變電壓ui由正向轉往負向變化的過零時刻,由于NPN型三極管的輸入性質,故被三極管V1“過濾”掉了。若要生成ui由正向轉往負向變化的過零脈沖,則只要在ui輸入端再增加一塊如圖1所示的電路,只不過運放A1的同相和反相輸入端互換位置即可,此電路輸出的如圖3所示的低電平脈沖便是ui由正及負的過零脈沖。

圖4 三極管V1輸入特性曲線

若vcc電源是+5V,則C點uo輸出的低電平脈沖便與TTL電平匹配,則C點可直接接單片機中斷輸入口或數字電路等,以便檢測ui正負交替變化的零點[8]。

該環(huán)節(jié)在工程應用中需注意以下3個細節(jié)問題:

(1)三極管S9013的基極電阻R05在與微分環(huán)節(jié)相配合情況下,不宜選擇過大,以免三極管基極電流過小而不能導通。

(2)三極管S9013集電極電源電壓+vcc取+5V,以確保輸出的負脈沖能與TTL電平相適應,方便直接接單片機I/O口或數字邏輯電路。

(3)三極管選用時,要注意選用的三極管集電極電流足夠大,具有一定的負載能力,以滿足后續(xù)單片機I/O口或數字邏輯電路的驅動要求。若不滿足要求時,可選擇兩個三極管復合使用。

2 電路實驗

選用交流220V市電作為低頻交變電壓接入,R01與R02取值為270kΩ,二極管D01和D02選用IN4148,運放A1和A2選用LM393,電阻R03～R06分別取值2kΩ、15kΩ、30kΩ和1kΩ,微分電容C01選用E222M,三極管V1選用S9013,VCC電源和運放LM393選用+5V電源。

根據上述參數,用UTD-1025C示波表測得圖1電路ui波形、A點的方波波形分別如圖5(a)、圖5(b)所示。圖5(b)所示:A點方波波形(上方)由示波表A通道測得,界面保存時記錄的波形參數正脈寬為10.23ms,峰峰值5.12V,頻率為49.96Hz。圖5(b)所示,下方由B通道測得的波形就是圖1電路中B點的對應的正尖脈沖波形,界面保存時記錄的波形參數正脈寬為2.84ms,峰峰值4.80V,頻率為50.02Hz,如圖5(c)所示。圖1電路B點波形,采用示波表AC耦合方式時,測得的正負尖脈沖波形如圖5(d)所示。圖1電路C點生成的脈沖波形,如圖5(e)所示(下方,由示波表B通道測得),界面保存時記錄的脈沖波形參數下降沿為480.0ns,幅度值5.04V,負脈寬為170.2μs。當圖1電路電阻R05分別取值為20kΩ、10kΩ時,由示波表測得負脈寬分別為155.2μs、132.8μs。

R05取值為10kΩ時,圖1電路+5V電源用萬用表測得正常工作電流為1.87mA,故該電路正常工作情況下,實際功耗約為9.4mW。根據波形測量分析,C點所產生脈沖的下降沿寬度約為480ns,考慮正弦波在過零檢測環(huán)節(jié)失真電壓2mV,約20.5ns的誤差[9],則過零脈沖與正弦波實際零點之間的誤差要低于500ns,即0.5μs。

圖5 電路各點波形及其相關波形參數顯示圖

3 與現有典型的過零檢測電路比較分析

通過網絡檢索相關論文和專利可知,交流電過零檢測電路從形式上大致可歸納為如圖6所示的3種常見類型。圖6(a)方案把市電經電源變壓器BT降為10 V后通過電阻R1限流后一正一反分別接在TLP521-2兩個光耦輸入端。過零脈沖信號出現比理論零點提前了約727 μs。另外由于采用了電源變壓器,使得功耗、空間體積、成本都有所增加[9],故此方案從精確度和工程應用價值上都不足本電路。圖6(b)方案,市電通過變壓器降壓,經整流電路ZL(圖中為半波整流電路,也有采用橋式整流電路)整流后,施加在采樣電阻R1上,過零脈沖信號出現比理論零點提前了約158 μs[9]。另外由于采樣電阻R1功耗和電源變壓器影響使得過零檢測電路性價比也比不上本電路。圖6(c)方案不采用變壓器,而使市電直接接入過零檢測電路,通過限流限幅電阻R1、R2后施加在反向串聯的兩個穩(wěn)壓管DW1和DW2兩端,過零轉換信號要比市電理論零點提前約59 μs[9]。另外由于R1、R2、DW1、DW2和R3功耗均較大,使得檢測電路正常工作時功耗比較大[10]。

圖6 典型的交流電過零檢測電路

4 應用簡析

4.1 晶閘管變流裝置移相或過零觸發(fā)控制

在晶閘管整流、有源逆變、調壓等變流電路中,往往要采用觸發(fā)電路產生與電源電壓同步的控制角可調的觸發(fā)脈沖,所采用的觸發(fā)電路往往需要較多的電子元器件或集成塊、較復雜的電子電路、整流變壓器、同步變壓器、電源變壓器等,另外電子器件性能參數變化較大,這就使得觸發(fā)電路在應用的準確性、操作的便捷性、產品集成化等方面存在不足[11]。若觸發(fā)電路采用本案例的電路,則可以準確測量出過零脈沖,然后利用單片機進行檢測并從過零時刻起按照時間關系進行計算,生成相應控制角的觸發(fā)脈沖,不僅實現了精確的移相控制,而且使得觸發(fā)脈沖的移相范圍增寬[12]。

在晶閘管調功電路中,準確的過零脈沖的檢測對實現精確過零觸發(fā),提高電路的調功性能,減少對電網電源的諧波污染,有著十分重要的應用價值[13]。

4.2 簡化了低壓晶閘管變流裝置同步定相電路

在晶閘管變流裝置中要實現整流和有源逆變,往往采用三相整流變壓器、三相同步變壓器按照變流電路的相位要求進行定相技術接線,然后三相同步電壓還要通過較復雜的觸發(fā)電路產生三相符合要求的觸發(fā)脈沖[14]。但是通過本文精確的過零脈沖生成電路生成過零脈沖通過單片機檢測后,分別由軟件編程通過時間控制產生與各相晶閘管相適應的觸發(fā)脈沖,避免了三相之間同步的技術難度,簡化了裝置同步定相電路,降低了電路成本和功耗。

4.3 其他應用

在電網電能質量分析時,我們可以通過本文過零脈沖生成電路對單相或三相對稱電源生成精確的過零脈沖,通過單片機對過零脈沖周期、相位分析判斷單相或三相對稱電源不對稱度。另外,可利用三相對稱電源的過零脈沖,通過單片機等分析判斷三相之間的相位關系,實現相序檢測。也可以通過周期判斷,來完成對低壓低頻交變電源或信號源頻率的自適應控制或干擾情況檢測等[15]。

5 結論

通過上述論證分析,本文研究的這種過零脈沖生成電路,不僅過零檢測的準確性高、功耗低、應用范圍廣,而且電路結構簡單、性價比高、便于集成嵌入應用和規(guī)模化生產,有著較高的工程應用價值和實際意義。

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姚正武(1969-),男,漢族,江蘇揚州人,江蘇聯合職業(yè)技術學院南京工程分院,副教授、高級技師、電氣工程師,研究方向為電力電子技術、嵌入式智能控制、電氣照明、電機與電器、自動化技術,yzw12181218@163.com。

ThyristorConverterEquipmentSupplyAccurateZeroCrossingDetectionTechnology*

YAOZhengwu*

(The Nanking Engineering Branch of Jiangsu United Occupation Technical College,Nanjing 211135,China)

It aims to conquer the shortcomings in zero detection accuracy of some related patents etc.to study the low-voltage alternating voltage zero crossing pulse generation circuit because these related patents adopted some step-down transformers,rectifier devices or optical couplers as well as some of more complex circuits. It can be known that the circuit can make the error of zero crossing pulse less than 0.5 μ s,circuit power consumption less than 9.4 mW by some ways to analysis and design the zero crossing detection circuit,differential circuit,shaping and output pulse circuit,to make the circuit and detect each part wave. So,the circuit has more advantages than some circuits of the existing patents and can be widely used in thyristor phase-shifting or zero crossing triggering and the phasing technology,AC power detection etc.

electrical engineering;zero crossing pulse generation;pulse wave measurement;amplitude limit;zero crossing detection;differential circuit;synchronous

項目來源:校企合作項目

2014-07-14修改日期:2014-08-12

TM935.4;TM131;TN707;TN710

:A

:1005-9490(2014)06-1256-05

10.3969/j.issn.1005-9490.2014.06.048