任盈之，劉熙，張欣

(1.天津大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，天津 300072；2.中興通訊股份有限公司)

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超高頻RFID定位的相位式測距方法研究

任盈之1，劉熙1，張欣2

(1.天津大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，天津 300072；2.中興通訊股份有限公司)

研究了一種用于超高頻RFID定位的相位式測距方法，針對超高頻載波信號(hào)在相位提取過程中會(huì)出現(xiàn)整周相位模糊的問題，采取了單頻副載波調(diào)幅的解決方法。通過離散頻譜校正技術(shù)得到副載波信號(hào)收發(fā)相位之差，從而獲取閱讀器與標(biāo)簽之間的距離信息，然后采用最小二乘法實(shí)現(xiàn)對標(biāo)簽的定位。仿真結(jié)果表明，離散頻譜校正的方法能夠保證相位估計(jì)的精度，證明了本方案的有效性和穩(wěn)定性。

相位式測距；射頻識(shí)別；離散頻譜校正

引 言

射頻識(shí)別(Radio Frequency Identification, RFID)是一項(xiàng)非接觸式自動(dòng)識(shí)別技術(shù)[1]，具有能耗低、適應(yīng)性強(qiáng)、操作快捷等許多優(yōu)點(diǎn)。近年來，研究的重點(diǎn)轉(zhuǎn)向了超高頻段(UHF，860～960 MHz)，已經(jīng)有科研人員將提取射頻信號(hào)到達(dá)入射角或相位差作為RFID定位研究的新方向[2]。參考文獻(xiàn)[3]證實(shí)了在低信噪比實(shí)測環(huán)境中提取相位差信息的可行性，但是沒有提取出位置信息；參考文獻(xiàn)[4]中采取機(jī)器學(xué)習(xí)訓(xùn)練機(jī)制對多天線相位差信息進(jìn)行參數(shù)提取，但是僅限用于活動(dòng)范圍較小的醫(yī)療跟蹤。

本文研究的基于相位式測距的UHF RFID定位方法，與基于信號(hào)的傳播時(shí)延和強(qiáng)度衰減作為定位依據(jù)的方法有所不同。結(jié)合離散頻譜校正技術(shù)提取發(fā)射信號(hào)與接收信號(hào)之間的相位，得到信號(hào)相位差，進(jìn)而得到閱讀器與標(biāo)簽之間的距離，利用多個(gè)閱讀器所測得的距離，實(shí)現(xiàn)對目的標(biāo)簽的定位。

1 基于相位式測距的UHF RFID定位方案

1.1 閱讀器和標(biāo)簽的通信機(jī)制分析

閱讀器和標(biāo)簽的通信是基于ITF(Interrogator Talk First)機(jī)制的，即基于閱讀器的命令與閱讀器的回答之間交替發(fā)送的半雙工機(jī)制。

對于基于相位法的超高頻RFID定位系統(tǒng)，選擇標(biāo)簽返回PC+EPC+CRC16信息這一過程為基準(zhǔn)進(jìn)行信號(hào)相位的提取并用于標(biāo)簽的定位中。標(biāo)簽返回這些信息的過程為反向散射過程，需要閱讀器發(fā)送一個(gè)單頻的CW信號(hào)為標(biāo)簽提供能量并作為標(biāo)簽反向散射信息的載波。對于標(biāo)簽信息的調(diào)制過程，則是通過標(biāo)簽的基帶數(shù)字信號(hào)控制標(biāo)簽芯片阻抗在兩種狀態(tài)之間切換，使得天線與標(biāo)簽芯片阻抗在匹配與失配之間轉(zhuǎn)換來改變天線的反射系數(shù)，完成整個(gè)調(diào)制過程。若改變標(biāo)簽芯片和天線實(shí)部阻抗的匹配與失配，為ASK調(diào)制；改變阻抗虛部的匹配與失配，則為PSK調(diào)制。

由于ASK調(diào)制較為容易實(shí)現(xiàn)，目前市面上絕大多數(shù)標(biāo)簽采用ASK調(diào)制。標(biāo)簽芯片和天線的等效電路如圖1所示。

圖1 標(biāo)簽芯片和天線的等效電路

其中，Za為天線阻抗，Z1為數(shù)字信號(hào)為高電平時(shí)的阻抗，與Za失配；Z2為數(shù)字信號(hào)為低電平時(shí)的阻抗，與Za相匹配。當(dāng)信號(hào)為高電平時(shí)，天線阻抗與芯片阻抗失配，閱讀器發(fā)送的CW信號(hào)無法進(jìn)入芯片，被天線反射到空間中；當(dāng)信號(hào)為低電平時(shí)，天線阻抗與芯片阻抗匹配，閱讀器發(fā)送的CW信號(hào)將進(jìn)入芯片，不會(huì)反射回空間中，由此便完成了信號(hào)的調(diào)制過程。

1.2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

對于整個(gè)定位系統(tǒng)，需采用多個(gè)閱讀器分別計(jì)算與同一標(biāo)簽的距離信息，并根據(jù)幾何定位獲取標(biāo)簽的位置信息。對于單個(gè)的閱讀器及相關(guān)算法模塊，系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)框圖如圖2所示。

圖2 定位系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)框圖

① 閱讀器的設(shè)計(jì)，主要進(jìn)行閱讀器與標(biāo)簽之間的通信，并提取標(biāo)簽的EPC信息；

② 相位提取預(yù)處理電路與相位提取算法模塊設(shè)計(jì)，主要用于處理收發(fā)副載波信號(hào)，并提取這兩個(gè)信號(hào)的相位用于測距和定位。

通過修改標(biāo)簽反向散射信息過程中閱讀器發(fā)送的單頻CW信號(hào)的形式，即將一個(gè)低頻的副載波信號(hào)以AM調(diào)制的方式調(diào)制到CW信號(hào)上。對于修改后的CW信號(hào)，將發(fā)送信號(hào)s(t)和接收信號(hào)r(t)分別進(jìn)行帶通采樣和A/D 轉(zhuǎn)換后送入數(shù)字域，并采用離散頻譜校正方法估計(jì)收發(fā)信號(hào)中副載波分量的相位φs和φr，計(jì)算得到收發(fā)副載波信號(hào)的相位差Δφ，設(shè)副載波頻率為f0，則閱讀器與標(biāo)簽之間的距離可表示為

(1)

在整個(gè)定位系統(tǒng)中，我們采用多個(gè)閱讀器分別對同一標(biāo)簽進(jìn)行測距，結(jié)合PDoA(Phase Difference of Arrival)的最小二乘法獲取標(biāo)簽的位置信息。系統(tǒng)信號(hào)處理框圖如圖3所示，可見Δφ的精度直接影響后續(xù)的定位精度。

圖3 系統(tǒng)信號(hào)處理框圖

1.3 單頻副載波調(diào)幅

本文選擇閱讀器發(fā)射信號(hào)載波頻率fc=915 MHz，則λc=c/fc=0.327 9 m。設(shè)定測距范圍為0.3～20 m，在此測程內(nèi)包含了2×20/0.327 9=121.988 4個(gè)載波周期，即存在相位模糊，所以不能直接用載波信號(hào)提取相位。針對這一問題，采用單頻副載波調(diào)幅的方式，即將一較低頻率的副載波與載波調(diào)制，將副載波作為獲取相位信息的信號(hào)[5]。根據(jù)測距范圍，需要副載波波長λ0/2≥20 m，則副載波頻率f0=c/λ0≤7.5 MHz?？紤]到ISO/IEC 18000-6C協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)對預(yù)留頻率資源的限制，若副載波頻率選得過大，則會(huì)超出協(xié)議或者地方規(guī)定的UHF RFID使用頻段；如果副載波頻率選得過低，導(dǎo)致波長過長，會(huì)使得副載波的相位變化微小，難以保證測量精度。綜上考慮，本文選擇副載波頻率為2 MHz，對于0.3～20 m的測量距離，副載波的相位變化范圍為1.44°～96°，在一個(gè)合適的區(qū)間內(nèi)。

2 基于帶通采樣的相位提取與測距

設(shè)采樣頻率為fs，則經(jīng)帶通采樣后發(fā)射與接收信號(hào)分別為

s(n)=[cos(2πnf0/fs+φs)+A]·cos(2πnfc/fs+φc)

(2)

r(n)=[cos(2πnf0/fs+φr)+A]·cos(2πnfc/fs+φd)

(3)

φc、φs分別為發(fā)送端載波、副載波相位，φd、φr分別為接收端載波、副載波相位，A為調(diào)制電平。

對式(2)、式(3)積化和差，進(jìn)一步表示為

式(4)、式(5)所示的離散信號(hào)經(jīng)FFT后自身帶有相位信息，但是，在相位提取時(shí)，由非整周期的時(shí)域截?cái)鄬?dǎo)致的頻譜泄漏和多頻率諧波信號(hào)各頻率成分相互的干涉現(xiàn)象都會(huì)使相位偏離真實(shí)值，這就需要借助離散頻譜校正技術(shù)。這里，綜合考慮對主瓣的能量集中性和窗函數(shù)表達(dá)式的復(fù)雜性，選用加hanning窗的比值法、能量重心法對相位進(jìn)行提取與校正[6]。

由式(4)、式(5)可知，射頻載波信號(hào)經(jīng)副載波調(diào)制后會(huì)產(chǎn)生一個(gè)差頻項(xiàng)和一個(gè)和頻項(xiàng)，它們的相位值分別對應(yīng)載波相位與副載波相位的差與和，則副載波信號(hào)經(jīng)標(biāo)簽反向散射返回后的相位差為Δφ=φr-φs

(6)

將式(6)帶入式(1)，即可得到閱讀器與標(biāo)簽之間的距離信息。

3 定位仿真分析

使用Matlab軟件進(jìn)行仿真，參數(shù)設(shè)置如下：

① 信號(hào)參數(shù),采樣頻率fs=9.128MHz，副載波頻率f0=2MHz，載波頻率fc=915MHz，調(diào)制電平A=1。

② 環(huán)境參數(shù)，在20m×20m二維空間的四個(gè)角上布置4個(gè)閱讀器，標(biāo)簽位置隨機(jī)投放。

③ 噪聲，實(shí)際定位中噪聲不可忽略，定義疊加噪聲幅度snr=(0.75/10(SNR/10))1/2，分別在SNR=5dB、8dB、11dB、14dB、17dB下仿真。

進(jìn)行1000次蒙特卡洛仿真實(shí)驗(yàn)，定義均方根誤差(RMSE)

(7)

式中n為測量次數(shù)，di為測量值與真實(shí)值的偏差。

圖4 測相、測距誤差對比

把用比值法、能量重心法得到的測量值進(jìn)行比較，如圖4所示，在小信噪比環(huán)境下，比值法稍優(yōu)于能量重心法，隨著信噪比的增大，兩種方法的測相誤差和測距誤差都隨之減小，在SNR>11 dB后，兩種算法的誤差基本相同。在各信噪比下，測相誤差最大達(dá)到6.27°，最小僅為1.43°，測距誤差的范圍為0.30～1.31 m。

圖5為采用最小二乘法進(jìn)行定位后兩種算法的RMSE對比圖。從整體趨勢上來看，隨著信噪比的增大，定位誤差不斷減小。在噪聲較小SNR=17 dB時(shí)，兩種方法RMSE均在0.35 m左右；在噪聲增大到SNR=5 dB時(shí)，比值法RMSE為1.47 m，能量重心法RMSE為1.57 m。在SNR由5 dB增大到8 dB的過程中，兩種方法的RMSE都有明顯的降低，分別降低了0.43 m和0.51 m。

圖5 定位誤差對比

圖6為在不同信噪比下，比值法的累計(jì)定位誤差曲線圖。在SNR≥14 dB時(shí)，定位較為準(zhǔn)確，曲線收斂速度很快；在SNR=11 dB時(shí)，定位誤差在0.94 m以下的概率為80%，定位準(zhǔn)確度也很高；當(dāng)信噪比減小到SNR=8 dB時(shí)，定位誤差有86.8%的概率小于 1.5 m；在SNR=5 dB時(shí)，定位誤差小于1.5 m 的概率為68%，但是可以看出曲線的收斂速度較慢。

圖6 信噪比對定位誤差的影響

結(jié) 語

本文研究了一種用于超高頻RFID定位的相位

Research of Phase Difference Ranging in UHF RFID Positioning

Ren Yingzhi1, Liu Xi1, Zhang Xin2

(1.School of Electronic Information Engineering, Tianjin University, Tianjin 300072, China; 2.ZTE Corporation)

A phase difference ranging method in UHF RFID positioning is presented. Aiming at the problem of phase fuzzy of the carrier signal, single subcarrier AM modulation is introduced. The distance between reader and tag can be obtained by measuring the phase difference of received signal and transmitted subcarrier signal, and the phase difference is measured by using discrete spectrum correction algorithms, then the least squares is used to get the localization of tag. Experimental results show that accurate phase values can be estimated through discrete spectrum correction and the proposed method is proved to be efficient and stable.

phase difference ranging; radio frequency identification; discrete spectrum correction

TN966.2

A