田浩洋，張盛兵，王 凱

（西北工業(yè)大學軟件與微電子學院，陜西 西安 710029）

0 引言

全橋移相拓撲具有高功率密度和高效率等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于中、大功率電源中。但在電路中，其滯后橋臂在輕負載下無法達到ZVS開通，因而造成較大的損耗［1］。同時，由于諧振電感的存在，通過變壓器的耦合，其與輸出整流管的寄生電容形成諧振回路，從而有可能增大二極管的損耗［2］。此外，輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍無法滿足用戶的要求，為此，在引入輔助支路改善軟開關(guān)的基礎(chǔ)上，在變換器直流側(cè)引入兩級穩(wěn)壓電路，以實現(xiàn)寬范圍負載輸出。

1 變換器工作原理

帶輔助諧振網(wǎng)絡(luò)的移相全橋零電壓變換器主電路如圖1所示。其中，Q1和Q3構(gòu)成超前橋臂，Q2和Q4構(gòu)成滯后橋臂［3］。Lr是變壓器漏感，與傳統(tǒng)的移相控制ZVS PWM DC／DC變換器相比，它在滯后橋臂增加了由電感La，電容Ca1，Ca2和二極管Da1，Da2組成的諧振網(wǎng)絡(luò)。引入諧振網(wǎng)絡(luò)，解決了傳統(tǒng)移相全橋變換器滯后橋臂難以實現(xiàn)ZVS的問題。

圖1 主電路拓撲

在分析其工作過程之前，對電路作如下假設(shè)：所有開關(guān)、二極管均為理想器件；電容、電感均為理想元件；C2=C4=Cmos，Ca1=Ca2=Ca。

1.1 開關(guān)模式0

t0時刻前，Q4導通，輔助電感電流通過Q4和Da2續(xù)流，電流值為：

1.2 開關(guān)模式1

在t0時刻，Q4關(guān)斷，iLa和變壓器漏感電流iLr同時給C4充電，給C2放電，原邊電流下降，在這段時間內(nèi)，各電容、感電流為：

在t1時刻，C4電壓上升到Vin，C2電壓降到零，D2自然導通。

1.3 開關(guān)模式2

在本階段，Q2零電壓開通，其兩端電壓vAB=-Vin。當原邊電流下降到零時，D3自然關(guān)斷，Q3流過電流。在t2時刻，Lr的電流下降到-ic，此時有：

1.4 開關(guān)模式3

在本階段，Lr和La及Ca1和Ca2諧振工作，iLa反向增加，給Ca2充電，給Ca1放電。

1.5 開關(guān)模式4

在此模式中，Q2和Da1導通，輔助電感電壓被箍位為零，iLa=-Ia，在t4時刻Q2關(guān)斷，開始另一個半周期，其與上述過程類似。

從上述分析可得：

a.輔助電容和二極管不參與滯后橋臂的開關(guān)過程，只為輔助電感建立最大電流Ia，并簡化滯后橋臂的開關(guān)過程。

b.在滯后橋臂開關(guān)時，輔助電感電流iLa是最大電流Ia，流進或流出節(jié)點B，以使諧振電感實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關(guān)。

2 直流調(diào)壓設(shè)計

為降低開關(guān)管調(diào)節(jié)壓力，在開關(guān)管輸出端，即在交流輸入整流后進行兩級穩(wěn)壓調(diào)節(jié)，將整流輸出預(yù)調(diào)節(jié)到目標輸出值附近，而后再通過移相全橋進行精細調(diào)節(jié)以達到設(shè)計目標［4］，直流調(diào)壓設(shè)計如圖2所示。

圖2 直流調(diào)壓電路

圖2中，Vdc＿in是經(jīng)整流橋整流后的初級直流電，由R1，C1，Q1和 Q2構(gòu)成初級穩(wěn)壓（粗穩(wěn)）電路，其中，Q1和Q2為達林頓結(jié)構(gòu)，通過配置R1使Q1和Q2工作于放大區(qū)，在不改變C1的情況下可以得到較大的等效濾波電容。R2，Q3，Q4和Q5構(gòu)成后級調(diào)整（粗調(diào)）電路，其中，Q5的導通狀態(tài)受到系統(tǒng)輸出的控制，以實現(xiàn)對直流電壓的粗調(diào)，使移相全橋輸入電壓Vdc＿out接近于目標輸出，從而減小開關(guān)管調(diào)節(jié)壓力。R4，R5，R6，R7，C4和 D1構(gòu)成直流取樣支路，其對移相全橋輸入直流電壓進行采樣，提供給CPU進行判斷和控制。

3 實驗結(jié)果

根據(jù)設(shè)計試制了一臺樣機，輸入交流電壓為220V，輸出直流電壓為50～500V，滿功率為450 W，開關(guān)頻率為25kHz。主控制芯片采用16位的STM32F103C8。開關(guān)管選擇IPP60R199CP，其參數(shù)為漏源極電壓650V，漏極額定電流為16A。變壓器采用超微晶磁芯，其變比為25∶65，原邊漏感為40μH。整流二極管為IDP09E120，其反向恢復電壓為1200V，額定電流為9A。輔助支路諧振電感為160μH，輔助電容為5μF。

圖3為Q2和Q4的驅(qū)動信號移相波形，可見此兩路脈沖互補且有一定的相移，通過調(diào)整相位移動的大小即可調(diào)整輸出電壓。Q1和Q3的脈沖與此類似。

圖4為Q3的電壓與驅(qū)動波形，可以看出，開通和關(guān)斷均實現(xiàn)了零電壓開關(guān)。

圖5為Q3零電壓開通波形，可以看出，在驅(qū)動脈沖上升到閾值電壓5V之前，開關(guān)管的端電壓已經(jīng)降為零，從而減小了開關(guān)損耗。

圖6為Q3零電壓關(guān)斷波形，可見在其端電壓上升前驅(qū)動脈沖先行下降，從而減小了關(guān)斷損耗，實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

圖3 移相驅(qū)動波形

圖4 軟開關(guān)效果

圖5 ZVS開通的局部放大

圖6 ZVS關(guān)斷的局部放大

經(jīng)測試，當輸入交流電壓在額定值220V時，系統(tǒng)能夠根據(jù)上位機的設(shè)定而輸出電壓為50～500 V，電流為0.95～9.6A的電流，滿足了用戶提出的指標要求。由于采用了輔助諧振網(wǎng)絡(luò)及直流調(diào)壓電路，因而降低了功率器件的調(diào)節(jié)壓力及損耗，為系統(tǒng)長時間穩(wěn)定運行提供了安全的保障。

4 結(jié)束語

寬范圍可調(diào)移相全橋電源具有廣闊的應(yīng)用前景，尤其在雷達發(fā)射機和脈沖點火等軍事領(lǐng)域。針對移相全橋拓撲固有的滯后橋臂難以實現(xiàn)軟開關(guān)及負載大范圍調(diào)整等技術(shù)難點，設(shè)計了輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，從而使滯后橋臂實現(xiàn)了軟開關(guān)；同時在移相全橋輸入直流側(cè)設(shè)計了兩級直流調(diào)壓電路，簡化了系統(tǒng)調(diào)壓控制的復雜性并減小了開關(guān)管調(diào)壓負擔。

［1］阮新波，嚴仰光.直流開關(guān)電源的軟開關(guān)技術(shù)［M］.北京：科學出版社，2000.

［2］Martins M L，Russi J L，Hey H L.Zero-voltage transition PWM converters：a classification methodology［J］.Electric Power Applications，2005，152（2）：323-334.

［3］唐建軍.基于DSP的數(shù)字控制移相全橋變換器［D］.廣州：華南理工大學，2003.

［4］Xu Dehong，Zhao Chuanhong，F(xiàn)an Haifeng.A PWM plus phase-shift control bidirectional DC-DC converter［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2004，19（3）：666-675.